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電流反饋運(yùn)算放大器在高速高頻電子領(lǐng)域有廣泛的應(yīng)用，但目前市場(chǎng)上流行的基于互補(bǔ)雙極性結(jié)構(gòu)的電流反饋運(yùn)算放大器的電源電壓和功耗都較高。文章主要在文獻(xiàn)基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一種新型的CMOS電流反饋運(yùn)算放大器，使用0.5μmCMOS工藝參數(shù)(閾值電壓為0.7V)，模擬結(jié)果獲得了與增益無(wú)關(guān)的帶寬、極大的轉(zhuǎn)換速率。電路參數(shù)為：81db的開環(huán)增益、87度的相位裕度、123db共模抑制比，以及在1.5V電源電壓下產(chǎn)生了約6.2mW的功耗。 近年來，人們?cè)絹碓疥P(guān)注低電壓狀態(tài)下的集成電路，這主要是因?yàn)楸銛y式電子產(chǎn)品需要盡可能低的功耗，以延長(zhǎng)電池供電的時(shí)間，而放大器作為集成電路的一種重要的組成部分是國(guó)內(nèi)外研究的熱點(diǎn)。文獻(xiàn)描述了低電壓狀態(tài)下電壓模式放大器的設(shè)計(jì)，但有一個(gè)明顯的缺點(diǎn)就是隨著被處理信號(hào)的頻率越來越高，電壓模式電路的固有缺點(diǎn)開始阻礙它在高頻高速環(huán)境中的應(yīng)用。主要由于閉環(huán)增益和閉環(huán)帶寬的乘積是常數(shù)，當(dāng)帶寬向高頻區(qū)擴(kuò)展時(shí)增益按比例下，而且在大信號(hào)下它的輸出電壓轉(zhuǎn)換速率也很低。 為克服這些缺點(diǎn)，本文設(shè)計(jì)了低壓狀態(tài)下的電流反饋運(yùn)算放大器。電流反饋運(yùn)算放大器(CFOA)被廣泛應(yīng)用在模擬信號(hào)處理中，比如模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)，濾波器以及許多其他通信系統(tǒng)中。電流反饋運(yùn)算放大器相對(duì)于電壓反饋運(yùn)算放大器的一個(gè)顯著的優(yōu)點(diǎn)就是有無(wú)限制的轉(zhuǎn)換速率和與增益設(shè)置無(wú)關(guān)的帶寬。80年代末期，基于互補(bǔ)雙極工藝發(fā)展起來的電流反饋運(yùn)算放大器，從根本上改變了傳統(tǒng)電壓反饋運(yùn)算放大器的電路結(jié)構(gòu)，得到了極大的發(fā)展。但電源電壓一般都是5V，功耗也比較大，但這一狀況會(huì)隨著CMOS工藝的成熟而得到解決。盡可能地降低模擬集成電路的電壓和功耗是模擬集成電路的發(fā)展趨勢(shì)，已經(jīng)受到國(guó)際上的廣泛關(guān)注。 電路的描述 圖1為本文設(shè)計(jì)的電流反饋運(yùn)算放大器，M1、M11與M2、M12組成差分跨阻放大器，M5、M6與M7、M8為兩個(gè)互補(bǔ)的電流鏡，作用是與差分跨阻放大器組成一個(gè)電流傳輸器，將反相輸入端V–的信號(hào)電流傳送到Z端，Z端為電流傳輸器的高阻抗輸出端。同時(shí)，Z端還接有電容C3，利用Z端的高阻抗將M11、M12的不平衡電流轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷骸9、M10是反相放大器，是基本的增益級(jí)。M13、M14起轉(zhuǎn)換電平的功能以及隔離輸出級(jí)與中間放大級(jí)，防止輸出級(jí)影響中間放大級(jí)的放大。M3、M4和R組成輸出級(jí)電路，R1反饋主要起減小輸出電阻的作用。M15、M16、M17、M18對(duì)差分跨阻放大器提供1μA的偏置電流，并在電路中用電容C2、C4進(jìn)行相位補(bǔ)償。 顯然，從反向輸入端到Z端，中間線性傳輸?shù)奈锢砹渴请娏鳎译娏髯兓姆翟诶碚撋蠜]有限制，因此，這就是電流反饋運(yùn)算放大器能獲得高速特性的根本原因。 小信號(hào)分析 圖1輸入級(jí)是跨阻型差分放大器，它的差模電路半電路等效模型如圖2(a)所示，當(dāng)差模信號(hào)v1被輸入時(shí)，輸出電流i1主要由兩部分組成：由M11柵源電壓改變以及M11源極電壓的改變而產(chǎn)生的電流。 i1≈v1×(gm+1/r) (1) 式中：gm代表M11的跨導(dǎo)，R1為M1的源極電阻，r代表M11源極電阻。 因此，全電路的差模跨阻增益為： gTd=i1/v1≈2gm (2) 共模電路半電路等效模型如圖2(b)所示，當(dāng)共模信號(hào)v1被輸入時(shí)，輸出電流i主要由兩部分組成：由M1漏極電流的改變以及M11源極電阻的改變而產(chǎn)生的電流。 因此： i=-v1(1/R1+1/r) (3) 因此，全電路的共模跨阻增益為： gTC=|i/v1|=2(1/R1+1/r) (4) 由式(2)和式(4)可得到： CMRR=gTd/gTc≈gm/(1/R1+1/r) (5) 電流i通過電流鏡傳輸?shù)絑點(diǎn)，然后通過電容把電流轉(zhuǎn)換為電壓，反向器提高增益，反向器的小信號(hào)放大倍數(shù)為： A1=gm9/(gds10+gds9) (6) 最后通過輸出緩沖級(jí)輸出信號(hào)，輸出電路使用推挽反向放大器并用電阻反饋來減小輸出電阻。結(jié)構(gòu)如圖1中M3、M4、R文獻(xiàn)[9]所示。可推出小信號(hào)放大倍數(shù)為： A2=-(gm3+gm4+1/R1)/(gds3+gds4+1/R1) (7) 在PSPICE軟件下，使用0.5μmCMOS工藝參數(shù)，利用MOS管二級(jí)模型參數(shù)可得出圖1的差模電路的增益與相位曲線如圖3所示。 從圖3可以看出差模電路開環(huán)增益為81db，相位裕度為87d，單位增益帶寬為95MHz，顯然電路滿足穩(wěn)定性要求。而文獻(xiàn)[1"3]中的單位增益帶寬分別為1MHz、2.2MHz、5MHz，文獻(xiàn)[8]中的電流反饋運(yùn)算放大器單位增益帶寬為20MHz，可看出電路單位增益帶寬有極大的提高。 共模電路的幅值曲線如圖4所示，由圖4可以看出共模電壓增益為–42db，由此可以得到CMRR為123db，而文獻(xiàn)[6]中電流反饋運(yùn)算放大器的CMRR為105db，因此電路具有極好的共模抑制比。 閉環(huán)特性分析 由圖1可以得到CFOA的小信號(hào)模型如圖5所示，Vy為正向輸入端，x1為緩沖器，rx為負(fù)向端的電阻，通過輸入緩沖級(jí)強(qiáng)制Vx跟隨Vy，中間級(jí)接在輸入緩沖器之后，經(jīng)無(wú)源元件Cz、Rz把緩沖器輸出電流線性地轉(zhuǎn)換成為電壓。反相輸入方式下電路圖如圖6(a)所示，同相輸入方式下的電路圖如圖6(b)所示。 由圖6(a)、圖6(b)、圖5可以得出反向輸入的增益為： 正向輸入的增益為： 當(dāng)rx遠(yuǎn)小于R1、Rz時(shí)，以及R2遠(yuǎn)小于Rz時(shí)(即圖1電路中V-端電阻盡可能小，增益盡可能大)，式(8)、式(9)可以分別化簡(jiǎn)為： 由上述分析可以得出閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬與電容以及R2有關(guān)而與增益無(wú)關(guān)。其閉環(huán)增益可以由R1來控制，實(shí)現(xiàn)增益和帶寬的獨(dú)立調(diào)節(jié)。 根據(jù)上述理論，用本文設(shè)計(jì)的CMOS電路來驗(yàn)證，因此根據(jù)圖1、圖6(a)的電路用PSPICE分析其反向閉環(huán)特性，得到如圖7(a)、圖7(b)、圖7(c)所示的幅頻特性曲線。 從圖7(a)、圖7(b)、圖7(c)可以看出固定R2取值，R1分別取100KΩ、10KΩ、1KΩ時(shí)，反相閉環(huán)增益分別為0db、20db、40db，而帶寬約為8MHz，同相閉環(huán)增益與此類似，說明電路設(shè)計(jì)基本合理，體現(xiàn)了電流反饋運(yùn)算放大器的主要特性：與增益設(shè)置無(wú)關(guān)的帶寬。因此，隨著增益的提高，而帶寬基本保持不變，可以通過調(diào)節(jié)電容以及R2而使電路向高頻區(qū)擴(kuò)展而增益保持不變，電路的這種特性可使電路廣泛應(yīng)用在音視頻電路以及有線電視傳輸中。 大信號(hào)分析 CFOA的大信號(hào)特性決定其轉(zhuǎn)換速率，在閉環(huán)應(yīng)用時(shí)，設(shè)圖1中輸入電壓為Vi,Z端引起不平衡電流i，產(chǎn)生輸出電壓V0，電壓放大倍數(shù)為A0，則： i=C1(dv0/dt) (12) 由簡(jiǎn)化模型圖5可知： 令A(yù)0Vi-V0="V0 則： dv0/dt由R2Cz乘積決定，與輸入級(jí)的靜態(tài)電流無(wú)關(guān)。將運(yùn)算放大器接成電壓跟隨器，并在輸入端加一脈沖信號(hào)，輸出端加入同文獻(xiàn)[2]一樣的負(fù)載電容20pf。可得到如圖8所示的輸出信號(hào)，上升沿代表正轉(zhuǎn)換速率，下降沿代表負(fù)轉(zhuǎn)換速率。從圖8可看出上升沿和下降沿幾乎與輸入信號(hào)重合，因此轉(zhuǎn)換速率很高，而文獻(xiàn)[2]中電壓模式運(yùn)算放大電路轉(zhuǎn)換速率才0.54V/μs，文獻(xiàn)[1]中電路的轉(zhuǎn)換速率為1V/μs，從圖8可明顯看出不是一個(gè)數(shù)量級(jí)的差別。主要因?yàn)殡妷耗Ｊ竭\(yùn)算放大器具有共源差分對(duì)輸入級(jí)，而差分對(duì)的限幅作用影響了補(bǔ)償電容的充放電電流，這就限制了轉(zhuǎn)換速率的提高。本文設(shè)計(jì)的電流反饋運(yùn)算放大器，從根本上消除了電壓模式運(yùn)算器對(duì)轉(zhuǎn)換速率的限制，轉(zhuǎn)換速率獲得了極大的提高。 結(jié)束語(yǔ) 本文在文獻(xiàn)基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)個(gè)一種新型的低壓低功耗電流反饋運(yùn)算放大器，它在只需1.5V電源電壓情況下，得到僅6.2mw功耗。以及開環(huán)增益能達(dá)81db，相位裕度大于60°，共模抑制比高達(dá)123db等優(yōu)點(diǎn)。與文獻(xiàn)[1"3]相比，圖1獲得了極大的轉(zhuǎn)換速率以及與增益無(wú)關(guān)的帶寬。如今模擬電路的典型電源電壓大約是2.5"3V，但是發(fā)展的趨勢(shì)表明未來將是1.5V，甚至更低。當(dāng)前，電流反饋運(yùn)算放大器主要是基于雙極性工藝的，由于電源電壓一般都是5V，功耗也較大，因此對(duì)CMOS型電路的研究是很有必要的，在對(duì)電源電壓以及功耗要求比較嚴(yán)格的條件下，比如任何攜帶能源有限的設(shè)備、儀器(筆記本電腦、IC卡、手機(jī))等的背景下就顯得意義重大。 |
