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雙向DC/DC變換器可廣泛應用于直流不停電電源系統、航滅電源系統、電動汽車等應用場合。傳統的相移控制雙向DC/DC變換器不需要輔助開關就可以實現ZVS軟開關。當輸入電壓和輸出電壓的幅值不匹配時，相移控制雙向DC/DC變換器有較大的電流應力而且軟開關范圍會減小。PWM加相移復合控制雙向DC/DC變換器解決了上述問題。 1 PWM加相移復合控制的工作原理 圖l是相移控制的雙向DC／DC變換器。在隔離變壓器兩側各有兩個開關。開關S1(S3)和S2(S4)是互補工作的，占空比是0．5，電感L1是能量傳輸器件。圖2是相移控制的概念圖。圖4(a)是當等效輸入電壓vab幅值等于等效輸出電壓Vcd幅值，即V1/2=nV2，n=Np：Ns是變壓器變比時相移控制的原理波形圖。當等效輸入電壓vab幅值不等于等效輸出電壓vcd幅值時，圖4(b)是V1/2 2 變換器的開關損耗分析 PWM加相移復合控制雙向DC／DC變換器如圖1所示，開關S1(S3)和S2(S4)是互補工作，S1的占空比等于S3的占空比，即D=nV2/V1，S2的占空比等于S4的占空比。當輸入電壓和輸出電壓改變時，占空比也隨之改變。當S1(S2)的驅動脈沖領先于S3(S4)的驅動脈沖，變換器工作于正向模式，能量由V1流向V2。當S1(S2)的驅動脈沖落后于S3(S4)，變換器工作于反向模式，能量V2流向V1。L1是變壓器漏感和外串小電感之和，是能量傳輸器件。圖5是一個開關周期中，正向模式工作下的關鍵波形。 為了設計最小開關損耗的PWM加相移復合控制雙向DC／DC變換器，本文分析了基于不同器件MOSFET或IGBT，不同輸入電壓等級42V或380V的開關損耗。 在圖6中，vgs1是開關S1的驅動脈沖，vds1是開關S1漏源電壓，vD1是S1反并聯二極管的電壓波形，iS1是開關S1的電流波形，iD1是開關S1反并聯二極管的電流波形。TD1on為S1體內二極管的導通時間。tdead12為S1和S2間的死區時間。變換器的所有開關可以工作在ZVS下，開通損耗可以忽略。開關的損耗包括通態損耗和關斷損耗。通態損耗由反并聯二極管的通態損耗PD1和主開關的通態損耗PS1on組成。當開關關斷時，假設開關的并聯電容被恒定的電感電流線性充放電，開關的端電壓線性下降。以開關S1是MOSFET情況為例，計算其通態損耗和關斷損耗。 S1的導通時間是tc到t1，其等效電阻為RS1。通態損耗是電流流過其通態電阻產生的損耗。 S1反并聯二極管的導通時間是tb到tc，其通態損耗是電壓和電流的積分，可按式(2)計算。 S1在t1時刻關斷，到了t2時刻電流下降到O。關斷損耗足電壓和電流的積分，可按式(3)計算。 設定仿真參數：開關頻率f=100 kHz，移相角φ=45°，占空比D=nV2/V1=O.5。輸出功率Pout=5kW。表1給出了4種不同器件和不同輸入電壓等級的電路設計方案。 如圖7所示為變換器工作在(5kW)正向模式下，4種電路設計方案的效率比較和正向輸出5kW時各個開關的損耗直方圖。損耗直方圖從左到右依次為開關S1、S2、S3、S4的通態損耗、關斷損耗、總損耗。 由此可以看出，器件的通態損耗是主要的，不同的器件和不同輸入電壓等級構成的電路設計方案對效率有很大影響。開關損耗最小的是電路A和電路D。但是電路D中，開關損耗主要由S4組成，開關S4的損耗在5kW達到了150W，這對于開關S4的熱沒計帶來很大問題。與之相比，電路A中，開關損耗主要由S1和S2平均組成，這對電路的工作是有利的。因此電路設計方案A是優化的。 3 雙向DC／DC變換器的控制框圖 根據變換器的原理，本文提出了一種新的控制方案，如圖8所示。電路的正向和反向工作方式由正向/反向控制信號控制兩個復用器(MUX)切換。當電路正向工作時，反饋電壓電流分別是輸出電壓和輸出電流。電壓外環經過PI后作為電流的參考，電流內環的誤差經過PI后調節電路的移相角。電路的占空比由輸入電壓和輸出電壓經過運算，即D=nV2/V1得到。 4 結語 本文分析了不同器件和輸入電壓對電路效率的影響。分析表明，Sl和S2用MOSFET，S3和S4用IGBT，低壓42V放在輸入側是優化的方案。本文提出了一種新的控制方法，可以同時調節電路的占空比和移相角。 |
