|
1 引言 目前,逆變技術已在國民經濟的各個領域中得到了極其廣泛的應用,國內外許多公司已能生產技術成熟的標準逆變電源,這些產品實現的功能較多,性能較好、可適應較復雜的負載情況,但控制方案較復雜、體積較大、價格昂貴,適于實驗室、車間的集中供電。在逆變技術的進一步普及應用中,越來越多的產品、設備要求逆變電源象直流電源一樣模塊化,并成為該產品、設備的一部分。通常在這種場合對逆變電源要求容量較小、負載單一、并控制體積和成本,顯然再采用標準逆變電源的方案就不合適了,這需要仔細考慮系統方案,簡化控制,在保證性能指標的同時,減小體積,降低成本。 本文以某新型魚雷定向陀螺用的模塊化逆變電源為例,介紹模塊化逆變電源的設計與應用情況。本例的負載為感性,輸出電壓有個切換過程,在要求輸出電壓固定的場合,去掉電壓切換部分即可。 本模塊電源為三相400Hz逆變電源,24VDC輸入,要求輸出電壓在通電30s內為68V,此時負載電流為3A;30s后,陀螺的起動過程結束,要求輸出電壓無間斷地切換為36V,并提供1A負載電流,穩壓精度2％,輸入輸出隔離。模塊外形尺寸不大于120mm×130mm×50mm。 2 系統設計 在模塊電源的研發過程中,系統設計直接決定產品的最終性能。現采用以下方案構成SPWM型逆變器,系統框圖見圖1。 2.1 控制方案 模塊化逆變電源的負載一般已知,其特性也不復雜,沒有進行實時計算的必要,因此采用查表法是很合適的,將控制波形的SPWM數據事先計算出來,存入ROM中,這樣可使控制部分得到最大程度的簡化。調節直流母線電壓可以進行輸出電壓的控制,雖然這種方式不利于三相分相控制并有一定滯后,在大容量逆變器中不常見,但在三相平衡負載場合,是完全可以滿足要求的。所以,本系統實際采用了PWM、PAM兩種控制方式。控制部分是系統的關鍵,本文將做詳細介紹。 2.2 主電路設計 主電路需將24VDC輸入變換為較高的、可調節的直流母線電壓,選擇性能優良的DC/DC模塊,可縮短設計周期、提高產品可靠性。 DC/DC模塊選用VICOR產品。該產品采用了ZCS/ZVS（零電流/電壓開關）技術,突出優點是高效率、高功率密度、高可靠性、低電磁干擾;同時,可以利用其I/O隔離的特性實現系統的隔離。若使用兩只24V變48V、輸出150W的VICOR模塊,輸入并聯,輸出串聯,可獲得96V的直流母線電壓。 （1）檢驗功率不計各處損耗,最大輸出功率為68×3=204VA兩只模塊可輸出功率達300W,可以滿足要求。 （2）檢驗電壓正常工作輸出36V時,若直流利用率為0.7,調制度為最大值1,則需直流電壓36/0.7=51.5V輸出68V時,若直流利用率仍為0.7,調制度為最大值1,則需直流電壓68/0.7=97V這是空載時所需的直流電壓,當帶重載時,因線路阻抗和系統輸出阻抗的存在,所需的直流母線電壓更高,所以必須采取措施提高直流利用率。計算SPWM數據時,可適當地過調制,并在電路中稍微加大濾波,就可達到目的。 逆變橋使用MOSFET構成三相逆變全橋,濾波網絡中的電容采用三角形連接以加強濾波作用。 2.3 保護與控制電源 當有異常情況出現時,有兩種方法切斷輸出,一是封鎖控制數據,如選擇ROM數據全為零的空頁,此法方便快速;二是斷開直流母線電壓,此法有利于負載的安全,這里選擇后者。VICOR模塊的GATEIN端是其功率提升同步端,也是該模塊的使能端,拉低該端電壓即可關閉模塊（Isink=6mA）,它以－IN端電位為基準,故檢測的過流、過壓信號均須以光耦與之隔離。 控制部分已相當簡單,電源功率很小,采用線性三端穩壓器即可。除簡便外,還有可靠、電磁干擾小的優點。固定一只模塊的輸出電壓以獲得控制電源,而調節另一只來控制系統輸出電壓的幅值。 3 PWM波形控制 在ROM中的PWM數據是離線計算的,靈活性較大。采用SPWM方法之一的規則采樣Ⅱ法計算數據,可比較準確地得到開關器件的導通、關斷時間,其原理誤差與存儲數據時取整帶來的誤差相比可以忽略。計算程序的入口參數主要有三個：載波頻率fc、調制頻率fm和調制度M,其中調制度代表預期的輸出幅值。輸出電壓切換前后的幅值相差很大,不能使用一個調制度,所以在ROM中存儲兩組數據（每組2k字節）,通過控制高位地址線實現電壓切換。前面2.2節述及,起動階段輸出68V時,需適當的過調制,此時,SPWM就近似為梯形波比較調制,使直流利用率提高;而正常工作輸出36V時,直流母線電壓綽綽有余,調制度較低,諧波含量將很少。 規則采樣Ⅱ法的原理如圖2所示,在三角載波的負峰值時對正弦調制波采樣,得到圖中E點,采樣電壓為urE=MsinωCtE。E點水平線在三角波上截得A、B兩點,兩點間的時間就作為SPWM波在該載波周期的脈寬時間t2。由相似三角形的比例關系可得下式： 脈寬時間(1) 間隙時間(2) Tc為三角載波的周期。利用式（1）可以很快地計算出各個脈沖寬度,而兩個脈沖之間的間隙時間為前一脈沖的t3與后一脈沖的t1之和。 圖3是產生PWM數據的程序流程： 程序中,計算某相數據的子程序是三相公用的。其中一個參數是正弦調制波相位,改變這個參數可分別計算出A、B、C數據,并且可以補償因濾波元件參數不一致而導致的三相不平衡。 計算完各開關點時間后,將時間轉換為0、1位串的字節長度,這個過程要進行四舍五入,修正值初值為0.5。但四舍五入一般會帶來數字節的誤差,為了保證總的字節數成整k,需要以逐次逼近方式修改修正值。 此部分電路中,一555多諧振蕩器產生819.2kHz時鐘,經12位計數器進行地址變換,使存儲于ROM中的PWM數據周期性地輸出,再由專用驅動芯片IR2110驅動MOSFET三相全橋進行逆變。 4 輸出電壓控制 介紹這部分前,需先對VICOR模塊的調壓原理進行了解,參見圖4。 VICOR模塊的電壓調節端TRIM同時也是模塊內部誤差放大器的電壓給定端,經一個10kΩ電阻與2.5V基準串聯,此端懸空時,誤差放大器的給定電壓為2.5V,模塊輸出額定電壓。由TRIM端外接電阻到－OUT端與10kΩ電阻對2.5V分壓,使誤差放大器的給定電壓降低,模塊的輸出電壓即被按比例地調低;由＋OUT端外接電阻到TRIM端與10kΩ電阻對輸出電壓分壓,輸出電壓亦被按比例地調高。模塊的輸出電壓調節范圍是額定值的5％到110％。值得注意的是,若TRIM端電壓過高,將導致模塊的過壓保護動作。 使模塊的電壓調節端TRIM隨著系統輸出電壓有效值的變化而反向變化,即可構成負反饋閉環回路。可以看出,若將系統抽象為一閉環系統U(s)=U0×C(s)/F(s),模塊內的2.5V基準也是系統的給定值U0,負反饋環路可抽象為反饋通道傳遞函數F(s)。系統有68V、36V兩次穩壓過程,只需在切換數據頁的同時相應改變F(s)中的反饋系數即可。 此部分的電路參見圖5。 輸出的三相電壓經整流濾波后,在電位器RP1的滑臂上取得反饋電壓,該電壓經光耦N1隔離、反相后送到VICOR模塊的TRIM端,即構成了負反饋環。這里光耦三極管等效為一個接在TRIM和－OUT端的受控可變電阻,這樣有效地防止了TRIM端上的反饋電壓過高。 通電后,首先＋15V經R對C充電,充電時間常數由二者的乘積決定。當C上的電壓不超過穩壓管DZ穩壓值加0.7V時,T1不導通,集電極輸出為高電平,選中ROM里存儲68V數據的頁面,同時,三極管T2、達林頓光耦N2導通,電位器RP2與RP1并聯,這個狀態對應于起動階段輸出68V高電壓;當C上的電壓超過穩壓管穩壓值加0.7V后,T1導通,集電極輸出為低電平,選中存儲36V數據的頁面,同時T2、N2截止,RP2支路斷開,RP1滑臂上的反饋電壓增大,系統反饋系數也變大,輸出將降低,這時對應于正常工作階段輸出36V。 這里,用PWM數據的調制度大致決定輸出電壓幅度。確定此參數時,斷開負反饋環,VICOR模塊輸出額定電壓,系統帶滿載并能輸出預定電壓時的調制度,就是合適的取值,經實驗,68V、36V的調制度分別取為1.50、0.50。用電位器RP1、RP2可對輸出電壓在一定范圍內微調。輸出36V時,僅RP1起作用,故應先調定RP1,再用RP2對68V調節。 取樣電阻值的選擇很重要,選得過小,光耦會出現飽和情況,系統就會振蕩;選得太大,光耦不足以導通,負反饋環起不到調節作用。 5 產品性能和應用情況 研制的電源能滿足外形尺寸要求,能以簡潔的電路實現并完全達到各性能參數的關鍵在于VICOR模塊與逆變部分的巧妙配合。以下是產品的實測數據： （1）輸出電壓： 穩壓精度——30s內：空載：69.0V滿載:67.5V 30s后：空載：36.3V滿載:36.0V 頻率——開機:401.5Hz帶載一小時:398.5Hz THD——輸出68V空載:0.5％80％負載:3％ 輸出36V空載:0.2％80％負載:0.5％ 三相不平衡度：（2）最大輸出功率：210VA （3）效率：65％(滿載) （4）輸入電壓：（21～32）VDC 本模塊化逆變電源試制成功后,除用于該型魚雷外,還用于某型雷達及某研究所的航空傳感器測試平臺等場合,用戶反映良好。 |
