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0 引言 現有的關于多電平變流器的研究工作主要是針對電壓型變流器(Voltage Source Inverter，簡稱VSI)，電流型變流器(Current Source Inverter，以下簡稱CSI)應用范圍相對于VSI來說要少得多。在多電平逆變器中，PWM控制技術是多電平逆變器研究中一個相當關鍵的技術，它與多電平逆變器拓撲結構的提出是共生的；因為它不僅決定多電平逆變器的實現與否，而且，對多電平逆變器的電壓或電流輸出波形質量，系統損耗的減少與效率的提高都有直接的影響。 一般來說，適用于多電平VSI的控制策略也同樣適用于多電平CSI；但是，PWM技術的應用是依賴于多電平變流器的拓撲結構的。對于三相電流型多電平變流器而言，并非所有的拓撲都可以成功地應用PWM技術。基于工作原理的特殊性，PWM技術能夠成功應用到多電平CSI必須要考慮滿足兩個因素： (1)要維持直流側電流的持續導通； (2)要考慮三相電流的相互耦合的影響。 對于單相CSI，毋庸置疑可以采用PWM技術。對于三相組合多電平CSI和帶中性線星型負載的三相多電平CSI，由于每個逆變器之間的控制是相對獨立的，也能夠方便地采用PWM技術。 本文分析了一種電流型五電平逆變器拓撲。該類拓撲結構非常簡單，所用開關器件和均流電感的數目非常少。文中還介紹了幾種適用于電流型變流器的調制方式，并用PD、POD、APOD、混合載波調制以及載波帶頻率變化的PWM方法對文中的拓撲進行了仿真分析，給出了輸出波形，并對這幾種調制方式進行了比較。 1 多電平CSl的PWM控制策略 人們在兩電平SPWM技術的基礎上，提出了許多PWM方法。常見的控制方法有以下幾類：基于載波的PWM技術、空問矢量PWM調制、其他控制方式等。下述一些適用于電壓型變流器的調試方式也同樣適用于電流型變流器。 1．1 階梯波調制方法 典型的階梯波凋制參考電壓和輸山電壓波形如圖1所示，很顯然，輸出電壓電平臺階的產生，實際上是對作為模擬信號的參考電壓的一個量化逼近過程，這種調制方法對功率器件的開關頻率沒有很高的要求，所以可以用低開關頻率的大功率器件，控制上硬件實現方便。該方法的缺點是，由于開關頻率較低，輸出電壓諧波含量較大，因而常用于電力系統無功補償等場合。 1．2 開關點預制PWM方法 該方法類似于兩電平開關點預制PWM方法，如圖2所示。不同的是，在多電平逆變器的控制中，預制的“凹槽”位于階梯波上，而不是位于方波上，如圖2所示。用于消除特定次諧波的“凹槽”位置信息，先離線計算后存于存儲器中；運行時，實時讀出后進行輸出控制。因此，這種方法受到計算時間和存儲容量的限制。 1. 3 多電平消諧波PWM方法 N電平變流器中，N一1個具有相同的頻率和相同的幅值的三角載波并排放置，形成載波組，以載波組的水平中線作為參考零線。根據二角載波的相位，PWM控制有如下3種形式。 (1)Phase Disposition(PD)各個三角載波相位一致，如圖3(a)所示，相應的輸出波形見圖3(b)； (2)Phase Opposition Disposition(POD)參考零線以上，二角載波相位一致；參考零線以下，三角載波相位與前者相反，如圖3(c)所示； (3)Alternative Phase Opposition Disposition(APOD)。各個三角載波從上至下依次相反，如圖3(d)所示。 每個正弦調制波有相同的頻率ωm和幅值Am。每個載波系列均有相同的頻率ω。和相同的峰峰值Ac。設m是多電平CSI的電平數，則幅值調制比mn和頻率調制比mf分別定義如下： 1．4 載波帶頻率變化的PWM方法 在傳統的消諧波PWM方法中，上部和下部開關的開關頻率要大于中間載波帶的開關頻率，為了平衡上部、下部和中間開關的開關頻率，Tolbert提出了載波帶頻率變化的PWM方法，其原理如圖4所示。該方法是在SHPWM的基礎上，適當增加中間各開關所對應的載波帶的載波頻率，以平衡上部、下部和中間開關的開關頻率。 1．5 相移載波PWM方法 相移載波PWM方法一般用在級聯型或組合型電流型多電甲逆變器。該方法的原理如圖5所示。對于一個m電平的變換器，每相采用m一1個具有相同頻率fc和相同峰一峰值Ac的三角載波與一個頻率為fm，幅值為Am的正弦波相比較；m一1個三角載波對稱分布于零參考的正負兩側，而且三角波之間依次相移360°／(m一1)。在正弦波與三角波相交的時刻，如果調制波的幅值大于某個三角波的幅值，則開通相應的開關器件，反之，如果調制波的幅值小于某個三角波的幅值，則關斷該器件。由于相鄰三角載波之間有一個相移，這一相移使得所產生的SPWM脈沖在相位上錯開，從而使晟終迭加輸出的SPWM波等效開關頻率提高到原來的m—l倍，因此可在不提高開關頻率的條件下，大大減小輸出諧波。 2 電流型5電平逆變器拓撲 圖6所示為三相分相控制式五電平CSI。該拓撲由三個單相五電平CSI單元組成，三相逆變器的每一相對應一個單相CSI單元，三個CSI單元之間通過星型負載的中性線進行解耦，即每個逆變器單元之間的控制是相對獨立的，三個單相CSI單元之間的控制信號依次相差120°。圖6中，每個開關管由MOS管和一個快恢復二極管串聯而成。La，Lb，Lc與Ca，Cb，Cc組成低通濾波器以濾出輸出電流諧波。ZA，AB，AC表示三相交流負載。IA，IB，IC表示3個獨立電流源。 每個單相五電平CSI單元的工作原理參見文獻，電感L1(起均流、分流作用)和開關S5～S8組成直流母線電流改變電路，開關S1"S4以及負載組成逆變電路。其對應的閉合開關狀態和輸出電流的對應關系見表l，其中Sn、Sn+1為互補開關對，n=1，3，5，7。 3 PD、POD、APOD和載波頻率變化調制PWM仿真分析 利用PD、POD、APOD和載波頻率變化調制PWM對系統進行仿真。仿真參數如下：載波比mf為32，調制比ma為0．8；均流電感100mH，負載5Ω，濾波電感5mH，電容50μF，直流電流源10A。POD調制方式仿真得到波形圖如圖8所示。 POD、APOD調制方式仿真結果和上述相似，由于篇幅所限，波形不再列出。利用PD、POD、APOD三種調制方式測出輸出波形的諧波總畸變率如下。 可以看出，三種多載波調制方式的輸出波形THD相差不大，但是PD型PWM調制在載波諧波處，諧波幅值較大，而邊帶諧波幅值明顯小于后兩種。對于奇數電平變流器，POD型、APOD型PWM輸出不含載波諧波。單就低次主導諧波的分布和含量而言，不論電平數為奇數或偶數，APOD型都是最好的。從淵制原理上，APOD型與載波CPS—SPWM技術的調制效果完全一致。在對低次諧波特性要求比較高的場合，比如單位功率崗數校正裝置(Unity Power Factor Conetion)等，APOD型更為適用。 從輸出的五電平電流波形可以看出，1／2電平數遠少于/電平數。因為位于最上和最下的兩個三角波和正弦波交點多，開關導通次數多于位于中間兩個載波帶的開關，為了平衡上下部和中間開關的頻率，采用如圖4所示載波頻率改變的調制方式對系統進行仿真。中間兩列三角波載波比為100，上下兩列三角波載波比為32，其他仿真參數同上。圖9所示為是未采用載波帶頻率變化調制的波形，圖10所示是采用載波帶頻率變化調制的輸出波形，可以看出，圖lO中的1／2電平數明顯多于圖9，1／2電平和/電平數近似相等，這樣保持了上下部和中間開關導通負荷的一致。 4 結語 本文分析了一種三相五電平電流型變流器拓撲原理，介紹了一些適用于電流型變流器的調制方法。并用PD、POD、POD進行了仿真分析，給出了各自的諧波總畸變率THD，并比較了各自的特點，分析表明這三種調制方式對于輸出相電流的影響不大。為了甲衡開關導通負荷，采用了載波帶頻率變化的PWM調制方式，平衡了上下部和中間開關的頻率。 |
