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1 引言 振動臺的作用之一是將被測物件置于振動臺上測量其受迫振動時的表現，一般振動臺的振動是由振動分析儀控制的，但是由于振動臺體積形狀和考慮到成本等原因，不利于振動分析儀的研發，所以設計振動模擬器對振動分析儀的研發有重要的現實意義。 振動模擬器應盡量對振動臺的實際振動情況進行模擬。振動臺本身的振動將不可避免地受到噪聲的影響，導致它的振動不一定是符合需求的振動。所以要使振動模擬器對振動臺的實際振動情況進行模擬，就必需人為地在采樣信號中加入噪聲。而出于對振動分析儀研發調試的需要，盡量將噪聲范圍處理成可控的，這樣便于調試振動分析儀。 利用FPGA開發振動模擬器研制開發費用低，不承擔投片風險，通過開發工具在計算機上完成設計，電路設計周期短。所以本文采用FPGA實現振動模擬器設計，由ADC模塊接收調頻和調幅信號，傳給FPGA模塊，FPGA由調頻信號計算出對應的時鐘，且按此時鐘輸出經調幅的數字正弦波，驅動DAC輸出模擬的正弦波，最終和模擬的噪聲相疊加，實現對實際振動臺的模擬。 2 原理框圖和基本設計思想 振動模擬器的原理框圖如圖1所示，圖中由ADC模塊分別接收調頻和調幅信號給FPGA模塊，FPGA模塊將串行的調頻和調幅信號，經串并轉換，分別變成一個16位的并行調頻信號和一個16位的并行調幅信號。FPGA輸出經調頻調幅的數字的正弦波，并驅動串行DAC（輸出理想信號）輸出模擬的正弦波；用戶通過按鍵確定想要產生的噪聲的頻率范圍，FPGA經計算得到滿足用戶要求的頻率，驅動并行DAC（輸出噪聲），產生模擬的噪聲，經電流電壓轉換后由同相求和電路將信號與噪聲相疊。 圖1 硬件原理框圖 整個系統最終輸出0.1～5KHz的振動信號和200KHz以下的振動噪聲相疊的模擬量。 3 FPGA功能模塊介紹 3．1 芯片選擇 在本設計中，選用Altera 公司的Cyclone系列，型號是EP1C6Q240C8的芯片，PQFP封裝。這款芯片有240個引腳，其中用戶可用185個引腳。有5980個邏輯單元，32列20行邏輯陣列塊。有2個PLL鎖相環，20個M4K的ROM，每塊ROM為4Kbit，可以另加1位奇偶校驗位。 3．2 原理說明 FPGA模塊接收2個ADS1100的芯片，經串并轉換，得到調頻和調幅信號。 波形發生的基本原理是：對幅值是1的正弦波在一個周期內的波形按1/200倍周期的時間間隔取200個點，存儲這200個時間點所對應的波形的幅度，存儲到FPGA的片內ROM中。正弦波幅度表僅需200×16bit=3.2kbit的存儲空間，可用FPGA的一塊片內ROM實現。通過查表法產生一系列的值，將這些值和調幅信號相乘就得到一系列的幅度值，即串行DAC的數字輸入，而這些幅度的輸出頻率是調頻信號值的200倍。類似的，利用FPGA一塊片內ROM以存儲200KHz以下噪聲的正弦波幅度表（一個周期內的波形按1/20倍周期的時間間隔取20個點）。 調頻信號和調幅信號的分辨率16比特，輸出的正弦信號的分辨率是16比特。 4 AD、DA芯片與FPGA的接口 考慮到本系統需要較多的高頻時鐘，而若時鐘管理不當，則因DAC工作不穩定會導致系統工作出錯；由于連線和邏輯單元的延遲作用,使輸出信號出現毛刺，產生冒險現象。因此純粹依靠傳統的邏輯電路難以達到理想的性能要求，這時就必須依賴FPGA內部的專用硬件電路PLL和引入高頻時鐘的方法產生無有害毛刺的同步時鐘輔助實現高性能的設計。 FPGA芯片和ADC、DAC芯片的接口電路原理圖如圖2所示。 圖2 FPGA與AD、DA芯片的接口電路 4．1 FPGA對ADS1100芯片的控制 調頻和調幅信號使用同一款芯片：ADS1100，16位串行，I2C接口，在本設計中數據更新率是8SPS，電壓型輸出。此芯片僅可在從件模式下工作。ADS1100將模數轉換結果傳給FPGA模塊，由FPGA進行串并轉換。 FPGA對ADS1100提供SCLK和SDA引腳，符合I2C協議。FPGA是主器件，在開始與ADS1100通信前先對SDA寫2個字節，分別確定和哪個ADS1100進行通信和對ADS1100的配置寄存器（configuration register）進行寫以確定對其的操作模式。FPGA外接24MHz的晶振，經分頻得到4MHz的時鐘，ADS1100按8SPS的數據更新率工作，FPGA探測數據線變化以產生SCLK時鐘信號賦給SCLK引腳。篇幅受限，I2C的FPGA實現不一一贅述。 4．2 FPGA對DAC8581芯片的控制 信號輸出使用芯片DAC8581，16位串行，SPI接口，在本設計中最高數據更新率是1.8MHz，電壓輸出。DAC8581接收從FPGA傳送過來的串行數據，將其進行數模轉換，產生振動信號，模擬實際振動臺的理想振動情況。 FPGA中，由PLL倍頻得到36MHz的時鐘提供給DAC8581的SCLK引腳。由調頻信號計算得到串行DAC的數據更新率，按此頻率更新串行DAC的數字輸入。由同一個PLL倍頻得到240MHz的時鐘捕捉將由DAC處理的數字輸入信號和SCLK引腳信號的跳變沿，從而產生DAC8581的CS片選信號。 數據data一旦準備好，賦給register，240MHz時鐘探測到第一次SCLK上升沿，就拉低CS片選，第二次探測到SCLK上升沿時已經至少是下一個240MHz的上升沿了，從而滿足Tlead（見圖3、圖4）參數的要求。CS低時，一旦240MHz時鐘探測到SCLK下降沿，將register的最高位數據賦給SDA，將register左移一位，SDA保持不變，直到下一個SCLK下降沿。當捕捉到SCLK的第17個下降沿時，將CS拉高。由此即可滿足以上的圖3、圖4對時序的要求。 圖3 DAC8581 時序圖 圖4 DAC8581時序要求 4．3 FPGA對DAC8820芯片的控制 DAC8820產生振動噪聲。16位并行，最高數據更新率4MHz，是電流輸出型。本系統設有2個用戶按鍵，分別表示產生40KHz～100KHz，100KHz～200KHz的噪聲頻率范圍，FPGA接收按鍵信號確定噪聲的頻率范圍，在此頻率范圍內產生一個隨機頻率，由此計算得到DAC8820的數據更新率，FPGA按此頻率準備數據以更新并行DAC的數字輸入。由DAC8820將其進行數模轉換，模擬實際振動臺在可能受到外界各種干擾信號后產生的噪聲情況。 DAC8820的引腳WR（低有效）是將16位數據加載到輸入寄存器；LDAC（高有效）是將數據從輸入寄存器加載到DAC寄存器；但是若將同一信號同時賦給WR和LDAC，則可在下降沿將16位數據加載到輸入寄存器，在上升沿將數據從輸入寄存器加載到DAC輸出。 由FPGA將24MHz的晶振時鐘分頻得到數據更新率，由此得到的時鐘信號經高頻時鐘同步賦給DAC8820的WR和LDAC。由于DAC8820是電流輸出的，所以將電流輸出經過OPA277電流電壓轉換輸出，見圖5。圖中的C1是補償電容，其作用是防止增益峰值的出現。 圖5 DAC8820外部電流電壓轉換電路 5 結論 綜上，此振動模擬器的調頻信號的分辨率是16比特，可產生0 ～5kHz的清晰信號，所以頻率精度可達到0.076Hz，并可與200KHz以下的確定頻率范圍的隨機噪聲進行合成，輸出信號幅度分辨率可達16比特，而且噪聲的頻率范圍是可控的。 本文作者創新點：充分利用了FPGA可現場編程的特點，給讀者提供了一個實施簡單，成本低，可按用戶需求靈活改變，且易升級的振動模擬器的設計方案；且對有特殊要求的信號發生器的設計有一定借鑒意義。 |
