|
1 引言 現(xiàn)今無線通信市場中，由于多種通信標(biāo)準(zhǔn)的共存以及頻段資源的緊張導(dǎo)致了頻段劃分的不連續(xù)性，在一些應(yīng)用如GSM及GPS中，為了簡化微波電路的結(jié)構(gòu)以節(jié)約成本并減小設(shè)備尺寸，需要應(yīng)用能工作在雙頻甚至多頻的微波電路模塊。微波功率分配器是一種將輸入信號功率分成相同或不同比例的幾路功率輸出的多端口微波網(wǎng)絡(luò)。各類不同種類的功率分配器在平衡放大器，高功率傳輸器，以及陣列天線反饋網(wǎng)絡(luò)中有著廣泛的應(yīng)用，其中Wilkinson功率分配器由于結(jié)構(gòu)簡單成為很多設(shè)計(jì)師的首選。由λ0／4微帶傳輸線組成的階梯式雙頻段阻抗變換器已有文獻(xiàn)給出了精確的解析方程，采用這一方法可用來實(shí)現(xiàn)任意雙頻率的阻抗變換。 文獻(xiàn)采用上述方法設(shè)計(jì)了一個(gè)雙頻段功分器，但有較大的輸出回波損耗，并且隔離度較大。文獻(xiàn)通過為隔離電阻并聯(lián)兩個(gè)集總元件(電感和電容)來達(dá)到提高輸出性能的目的。本文擬采用在輸入端并聯(lián)分布元件的方法來達(dá)到類似目的，故此設(shè)計(jì)了一個(gè)工作在1 GHz和2.6 GHz的雙頻段功分器對這一方法進(jìn)行討論研究。 2 理論分析與設(shè)計(jì) 將圖2中各元件(微帶結(jié)構(gòu))看為二端口網(wǎng)絡(luò)，通過應(yīng)用各自的ABCD矩陣，可得該雙頻段阻抗變換器的矩陣方程如下： 上式定義的并聯(lián)微帶支節(jié)可由短路支節(jié)(在中心頻點(diǎn)f0處的電長度為90°或開路支節(jié)(在中心頻點(diǎn)f0處的電長度為180°)實(shí)現(xiàn)。短路支節(jié)尺寸小，但需要接地過孔，而開路支節(jié)尺寸較大，不需要接地過孔。本論文設(shè)計(jì)采用短路支節(jié)，因?yàn)槌叽鐬橹饕紤]問題。 由于上下兩個(gè)分支相同的短路支節(jié)為并聯(lián)關(guān)系，根據(jù)傳輸線理論，有以下等式成立： 其中Zs為此短路支節(jié)的特征阻抗，θ為短路支節(jié)的電長度，在頻率f1和f2處，其值分別為： 將式(9)，式(11)，式(12)代入式(10)，經(jīng)化簡運(yùn)算可解得： 以上便全部給出了該設(shè)計(jì)方案所需全部參量的完備閉合解析式。 3 實(shí)踐設(shè)計(jì)與分析 由于Rogers RO4003高頻線路板材既具有聚四氟乙烯玻纖基材類似的高頻性能，又具有FR4基材類似的容易加工的特點(diǎn)，本文選用了0.81 mm厚的該種板材，其相對介電常數(shù)為3.38，導(dǎo)體厚度為17 μm。在50 Ω系統(tǒng)(Z0=50 Ω)中，我們仿真研究了一個(gè)工作在f1=1 GHz，f2=2.6 GHz的雙頻段功率分配器的性能。其中100 Ω的隔離電阻采用ADS商用軟件提供的TFR(Thin Film Resistor)模型。 利用ADS提供的微帶傳輸線計(jì)算工具，根據(jù)工作頻率和板材屬性可以精確求得各微帶傳輸線的寬度。由于版圖布局的緊湊，各微帶線間的耦合效應(yīng)對最終電路的性能有很大影響，當(dāng)進(jìn)行完電路級的仿真后需要使用ADS的2.5維仿真工具M(jìn)omentum進(jìn)行版圖級的仿真。對于仿真性能的惡化，需要使用優(yōu)化工具多次試驗(yàn)使結(jié)果達(dá)到最優(yōu)化，最后生成電路板圖如圖3所示。 以下結(jié)果為最終優(yōu)化值，圖4所示為端口1的回波損耗，可以看出在中心頻點(diǎn)處均小于-30 dB。 圖5和圖6分別為該功率分配器的插入損耗和隔離度，同樣在雙頻段的中心頻點(diǎn)處性能均比較優(yōu)良。 4結(jié) 語 本文基于經(jīng)典的Wilkinson功率分配器結(jié)構(gòu)，通過引入階梯阻抗變換器試驗(yàn)研究了一種新型的雙頻段功分器，取得了良好的性能。然而由于該功率分配器的主體結(jié)構(gòu)由微帶線構(gòu)成，在較低的頻段尺寸較大，本例版圖尺寸約為65 mm×40 mm，不符合集成化小型化的要求，可以通過采用彎曲微帶線或集總元件替代法來減小電路的尺寸。 |
