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需求 CDMA無線系統與老式的AMPS工作在同一頻段。AMPS射頻方案把頻率劃分成很多相鄰的窄帶FM信道，而CDMA射頻方案則占用少量的寬帶射頻信道。這樣，CDMA信道規劃不得不包含現存的AMPS信道，而AMPS作為一個干擾源將會降低CDMA鏈路的性能指標。 在此我們討論影響蜂窩頻段CDMA手機設計和性能的兩種主要機理： 倒易混頻，即在點頻干擾存在的情況下，本振相位噪聲會阻塞接收到的射頻信號。 交叉調制，結果是來自手機發射機的泄漏使接收機低噪放過驅動。 蜂窩頻段頻率規劃的背景 AMPS服務頻段位于美國850MHz蜂窩波段: 824MHz到849MHz上行(手機中發射機反向信道) 869MHz到894MHz下行(手機中接收機前向信道) AMPS頻道以30KHz為間隔，峰值頻偏每個頻道約占24KHz。 CDMA服務占用同樣的美國蜂窩頻段，CDMA信道排列與AMPS的30KHz間隔對準（即每個信道跨越好多個30KHz），每個CDMA信道占用1.23MHz頻寬。為了管理這一分布，移動電話運營商分配到了12.5MHz的頻段，最近的AMPS信道與最近的CDMA信道邊界相距285KHz（即CDMA邊界離AMPS信道中心距離9個30KHz AMPS信道加上15KHz），見圖1，其中AMPS載頻是CDMA信道的一個干擾源。 圖1 CDMA信道和最近的AMPS載頻的關系 當最近的AMPS信道比CDMA信號電平強很多時，它對CDMA頻道來說就是一個單音干擾，干擾頻率偏移是： 1.23MHz CDMA頻道帶寬/2=離信道邊界615KHz 285KHz+615KHz=900KHz 這是最近的AMPS干擾信道離指定CDMA信道中心的偏差。這一干擾源的功率強度相對于被干擾CDMA信道的靈敏度（-101dBm）在3GPP2的空中接口標準中定義為最差情況下（-30dBm）的測試音調。 CDMA手機的單音阻塞 單音阻塞是衡量蜂窩電話在距離指定信道中心頻率一定偏差的位置存在窄帶干擾發射機時，接收CDMA信號的能力。接收機的阻塞用幀誤碼率（FER）衡量。對CDMA系統來說，25個以上的手機可以同時同頻工作（即在同一信道中心頻率上）是它的優點。所謂碼分復用（信道劃分）就是每個手機的上行和下行載頻使用了不同的正交擴頻碼。為了達到這一目標，CDMA基站必須精確控制每個手機的發射功率，確保所有用戶收到同等的功率。相應的，手機的接收機必須有很寬的增益控制范圍，當手機離基站最遠時，前向鏈路的典型信號強度只有-101dBm。由于相鄰的AMPS系統并不以同樣方式管理手機的上行功率，當CDMA手機以它的極限靈敏度接收時，附近的AMPS基站有可能發出一個很強的干擾，這種情況在蜂窩邊界特別容易發生。 幸運的是，下行擴頻碼的特點使手機接收機能夠免受鄰近信道的干擾。窄帶AMPS產生的干擾由手機的相關器“平攤”，因此，處理增益（約25dB）降低了它的影響。由于干擾比較顯著，3GPP2規定了一個測試來保證CDMA接收機完全能夠處理鄰道干擾。3GPP2中CDMA2000標準規定了下列阻塞測試條件： 對于美國CDMA系統，蜂窩頻段測試要求最小有效同向輻射功率+23dBm。PCS頻段測試要求最小有效同向輻射功率+15dBm（測試1和2），或+20dBm（測試3和4）。干擾發射機的功率規定為-30dBm（測試1和2），或-40dBm（測試3和4）。 當測試CDMA前端IC或零中頻接收機的阻塞時，重要的是要注意由單音干擾發射機構成的干擾分量，在測試裝置中要重建這些影響。影響阻塞的兩個主要因素是：倒易混頻和交叉調制。 倒易混頻 倒易混頻源于單音干擾發射機與接收機的本振信號（Rx LO）的混頻。Rx LO存在有限的相位噪聲，它與單 音干擾發射機混頻，在中頻（IF）段產生一個干擾分量，對零中頻系統來說干擾位于基帶（圖2）。 圖2 出現干擾發射機時的倒易混頻 接收機的阻塞規格是設定LO相噪要求的關鍵參數。對準確的阻塞測量來說，單音干擾發射機自身的相噪也會對整個干擾電平有影響。因此，在實驗室里，應該選用一個低相噪的射頻信號源，以保證阻塞的主要來源是Rx LO中的相噪，而不是射頻信號發生器。舉例來說，參照Maxim的超外差CDMA參考設計（版本3.5），使用MAX2538前端IC和MAX2308中頻解調器，在蜂窩頻段它的串聯噪聲系數小于3dB。如果我們假定手機的雙工器損失約3dB，可以得到： 接收機的噪聲基底 = -174dB/Hz(熱噪基底)+3dB(雙工器損失)+3dB(LNA輸入 - 以系統NF為參考)= -168dB/Hz 如果射頻信號發生器的相噪比接收機的噪聲基底低10dB，那么： 發生器相噪 = -168dBm - 10Db -(-30dBm) = -148dBc/Hz 其中-30dBm是測試1和2中規定的單音強度。因此，新接收機的噪聲基底是10log(10((168/10) + 10(-178/10))=-167.6dBm/Hz。由此可見射頻信號發生器的 -148dBc/Hz相噪對接收靈敏度的影響相對較小（只有0.4dB的劣化）。CDMA手機標準要求在900KHz頻偏處的最小相噪是-144dBc/Hz。假定對遠端相噪的響應是平坦的（在整個頻帶為-144dBc/Hz），接收機的噪聲基底為-167 dBm/Hz，與-168dB/Hz的無干擾噪聲基底相差1dB。因此CDMA標準允許接收靈敏度可以由于射頻干擾而降低1dB。 交叉調制干擾 當一個很強的發射機泄漏信號出現在接收機的低噪聲放大器（LNA）輸入端時，會產生交叉調制。這一調制干擾和900kHz處的AMPS信號在LNA中發生交叉調制產生3次非線性諧波，結果使接收機的給定射頻信道噪聲功率上升。雖然接收機的IP3主要取決于混頻器的IP3，但大多數交叉調制主要發生在LNA，由于LNA和混頻器之間有帶通濾波器，到達混頻器輸入端的發射機泄漏得到抑制。 為了在接收機測試裝置中模擬這一影響，必須在接收機中注入CDMA反向信道調制信號。對蜂窩頻段而言，假定雙工器收、發之間的隔離度為52dB，天線到雙工器發射端口的損失是2dB，那么注入到LNA輸入端的發射功率（相對于LNA輸入）= +23dBm(相對于天線) + 2dB(雙工器損失)-52dB(雙工器收、發隔離度)=-27dBm。 用CNR方法測試 圖3是測試蜂窩頻段CDMA接收機阻塞的完整裝置。 圖3 蜂窩頻段阻塞測試裝置 同樣的裝置可用于PCS頻段測試，但是干擾發射機的頻偏和功率電平以及發射信號的功率電平必須按表1設定。在這個測試裝置中，我們用CNR（載波噪聲比）方法測量阻塞。靈敏度定義為在95%的時間內幀誤碼率（FER）≤0.5%時對應的最小接收功率。在CNR測量中，我們注意到，在3GPP2標準的射頻配置1中，業務信道的Ec/Ior 是-15.6dB，相對于9600bps的數據速率，業務信道的Eb/Nt = 4.5dB，處理增益是： 10log(1.2288Mcps/9600bps)= 21.072dB Nt(總噪聲功率) = -101dBm (存在單音干擾時的靈敏度) -15.6dB (業務信道的Ec/Ior比) + 21.072dB (9600bps的處理增益) - 4.5dB (所要求的業務信道Eb/Nt比) = -100dBm 因此，在1.23MHz信道寬度上要求能夠解調CDMA信號的CNR是-1dB。在我們的測試裝置中，我們使用3KHz的RBW，通過比較點頻測試信號功率（250KHz處）和整個615KHz I通道帶寬上的噪聲功率測試。因為給定的接收信號功率是-101dBm，而總共允許的噪聲功率是-100dBm，我們可以看到為了滿足系統靈敏度要求，CNR是-1dB。 有關這種測試方法的詳細說明，請參考Maxim的N-CDMA V4.1參考設計，它使用一個內置VCO的零中頻單片接收IC（MAX2585）（圖4）。圖中綠線表示沒有干擾時的信號或TX信號（對給定信號，我們用一個偏離信道頻率250KHz、-101dBm的單音注入信號取代CDMA前向信道的調制信號）。藍線代表干擾和CDMA TX信號同時打開時噪聲的上升。 圖4 由單音干擾發射機和CDMA發射信號造成的噪聲上升 以下步驟概括了測試裝置： 調整系統增益，接收相對于3dB衰減器-101dBm的輸入信號，3dB衰減器用來模擬雙工器的損失。對MAX2585接收IC，設定增益使其標稱輸出信號電平為8.5mVrms(50Ω負載-28.5dBm)。 打開-24dBm的CDMA的發射信號(比3dB衰減器接收信道頻率低45MHz)。 打開相對于3dB衰減器-30dBm的輸入點頻阻塞信號，觀察噪聲基底。 調整點頻干擾發射機的電平使噪聲基底上升（從0到615KHz的總噪聲功率比給定的信號電平高1dB）。在這個例子中，我們從25KHz到615KHz積分噪聲，以避免頻譜分析儀的直流泄漏。 記錄在-1dB CNR時的干擾發射電平，計算阻塞的裕度。 在這個例子中，從25KHz到615KHz的總噪聲功率是-27.5dBm，輸出端得到的點頻信號是-28.5dBm，它滿足-1dB CNR的要求。單音干擾發射電平在-1dB CNR時為-27dBm，表示MAX2585在被測頻率上滿足阻塞的要求，有3dB的裕度。 結語 本文按3GPP2標準討論了阻塞問題，并指出了產生阻塞的主要來源，介紹了一種CDMA接收機測量阻塞的實用方法。 |
