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對設計人員來說，有源箝位正激變換器有很多優點，現在正得到廣泛應用。采用正激結構的電源變換器是高效率、大功率應用（50W 至 500 W范圍）的出色選擇。雖然正激結構的普及有各種各樣的原因，但設計者主要青睞的是它的簡捷、性能和效率。 正激變換器來源于降壓結構。兩者之間的主要區別是：正激結構變壓器的輸入地和輸出地之間是絕緣的，另外它還有降壓或升壓功能。正激結構中的變壓器不會象在對稱結構（如推挽、半橋和全橋）中那樣，在每個開關周期內進行自復位。正激功率變換器中使用了一些不同的復位機制，它們各有自己的優點和挑戰。對設計者而言，有源箝位正激變換器具有諸多的優點，因此現在這個拓撲被廣泛應用。 圖 1. 降壓與正激結構 Buck：降壓 Forward：正激 圖1 顯示了 降壓 和正激轉換器之間的相似之處。注意兩種變換功能的唯一區別是在正激變換功能中，匝數比(Ns/Np)這一名詞所包含的內容。Ns 和 Np 分別為次級匝數和初級匝數，均繞在變壓器磁芯上。圖 2 顯示了一個變壓器模型，其中包括與初級繞組并聯的“勵磁電感”（Lm）。這個勵磁電感可以在次級繞組開路狀態下在初級端子處測量。勵磁電感中的電流與磁芯中的磁通密度成正比。確定尺寸的某種磁芯只能支持到某個磁通密度，然后磁芯就會進入飽和。當磁芯飽和時，電感量會急劇下降。變壓器模型中另外一個部分是與初級繞組串聯的“漏感”（LL）。漏感可以在次級繞組短路情況下在初級端子處測量。這一名稱表示雜散的初級電感，它不會耦合到次級。 圖 2. 變壓器模型 Primary：初級 Secondary：次級 Ideal Transformer：理想變壓器 有源箝位電路的工作 圖 3a 到 3c 表示了有源箝位正激電源轉換器的主要工作步驟。在時刻 t0 時，主功率開關（Q1）導通，在變壓器初級施加一個 VIN。變壓器次級繞組電壓為 VIN x Ns/Np。此時的初級電流包括兩個部分：來自輸出電感的映射電流(IL x Ns/Np)；以及在激磁電感（Lm）中上升的電流。復位開關 Q2 關斷，箝位電容（Cc）已被預先充電到電壓 VIN/(1-D)，這個在后面再作解釋。這段時間為供能階段，能量從初級傳送到次級。供能階段的大致時間為 Ts x VOUT / VIN，其中 Ts 為開關周期。 圖 3a. 在 t0 時的工作狀態 圖 3b. 在 t1 時的工作狀態 圖 3c. 在 t2 時的工作狀態 在時刻 t1 時，主功率開關（Q1）關斷，復位開關（Q2）導通。勵磁電流從Q1轉移到流過箝位電容和 Q2。由于箝位電容電壓高于 VIN，與供能階段 t0 相比，變壓器初級上的電壓反向。由于激磁電感上的電勢反向，伴隨著勵磁電感中儲存的能量被傳送給箝位電容，勵磁電流也逐漸減小。在此期間，箝位電容上的電壓有輕微的上升，并在勵磁電流到零時達到它的峰值。 在時刻 t2 時，勵磁電感中的電流降到零，并開始沿相反方向建立電流。電流來源于箝位電容，通過復位開關（Q2）和勵磁電感（Lm），再流回電源（VIN）。當箝位電容將前面從激磁電感中獲得的能量重新釋放出來時，電流持續沿相反方向建立起來。穩定狀態需要箝位電容電壓回到起始電位，而復位時間結束時的磁化電流幅度要達到與復位時間開始電流相同的水平（極性相反）。在 t2 結束時，由控制器振蕩周期確定的開關周期結束。復位開關關斷，從箝位電容流過的電流終止。 圖 4 顯示了幾個主要的電路波形。最上面的波形是調幅器的斜坡波形以及決定主開關導通時間的誤差信號波形。中間波形是主開關的漏極電壓波形，當開關導通時為低，當開關關斷時上升至箝位電容電勢。下方波形中的紅線表示勵磁電流，它在復位期間流經箝位電容（藍色波形）。正如期望的那樣，兩個電流在零線取得平衡。 圖 4. 有源箝位的幾個主要波形 控制器斜波與誤差信號 (V) 主開關漏極電壓(V) 箝位電容與磁化電流(mA) 有源箝位復位的優點 用有源箝位復位可以減少各種開關損耗。在柵極驅動足夠快的情況下，Q1 的關斷幾乎是無損的。為實現這一目標，Q1 必須在漏極電壓有可能上升時立即關斷（電流不再流過）。漏極電壓的上升由于漏-源電容而被延遲，良好的柵極驅動器可以在漏極電壓剛有明顯上升時立即關斷 Q1。用 MOS 和雙極器件組成的復合柵極驅動器，可以產生出很高的柵極峰值放電電流，以確�？焖訇P斷，降低開關損耗。同時，通過適當選擇開關延遲可以降低導通損耗，使主開關起動以前，漏極電壓有下降時間。 為了能有穩定的工作狀態，在整個周期中施加在勵磁電感上的伏秒值必須為零。當主開關導通時，伏秒值為 VIN x D x Ts，其中 D 是導通占空比，Ts 為開關周期。關斷周期定義為 (1-D) x Ts。當主開關關斷時，初級上的電壓為 VC – VIN，其中 VC 是箝位電容電壓。在穩定工作狀態下，伏秒值必須相等： VINx D x Ts = (VC – VIN) x (1-D) x Ts 算出箝位電容電壓： VC = VIN /(1-D) 應記住，當 VIN 增加時，占空比（D）會減小。箝位電容電壓會適應變化的電路（VIN）狀況，以保持這一等式成立。這個重要的特性使各種條件下對主開關的電壓要求降低到最小，因此可以使用較低額定 V(BR)DSS 的器件。較低額定 V(BR)DSS 的 MOSFET 有較小的導通電阻和較低的柵電荷，這樣能夠有更高的轉換效率。 儲存在漏感中的能量會進行循環，而不是耗散掉，占空比大于 50% 的可能性降低了對整流管電壓的要求，進一步降低了損耗。 評估板 好幾種 DC-DC 轉換器演示板都采用了有源箝位復位技術，分別采用電壓模式或電流模式進行控制。輸入電壓范圍為 36V 至 75V，額定輸出為 3.3V 100W。15A 負載時測得的峰值效率為 93%。功率變壓器的匝數比為 6:1。初級繞組為 12 圈，次級繞組為 2 圈。此處還采用了一種平面結構技術，初級線圈是做在一塊多層電路板上。大電流的次級繞組則做在絕緣的銅沖壓件上。 LM5025、LM5026 和 LM5034 控制器可以直接驅動 N 溝道功率開關和一個 P 溝道復位開關。每個開關的內部柵極驅動器大小不同。復位開關只通過勵磁電流，可以采用較小的柵極驅動。主開關則需要較強的柵極驅動，以降低開關損耗。在每個柵極驅動輸出之間所需的時序延遲可以通過控制器進行編程。輸出整流用同步 MOSFET 來實現。有源復位方法使同步整流易于實現，因為它們是自驅動的。 總結 概括而言，有源箝位技術可以使用較低額定電壓的 MOSFET，簡化自驅動同步整流的使用。勵磁能量與漏感能量可以回收并饋電給電源。這些優點使得設計人員可以提高電源轉換的效率。 如欲了解更多關于美國國家半導體的電源資料，請查詢http://www.national.com/see/apads/c4pwr.cgi |
