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1981年，日本的Nabae等人提出了多電平變換器的思想，近年來成為了高壓大功率變頻領域的一個研究熱點。多電平逆變器輸出電壓階梯多，從而可以使輸出的電壓波形具有較小的諧波和較低的du／dt。隨著輸出電平數的增加，輸出電壓的諧波將減少。另外，多電平逆變技術在減小系統的開關損耗與導通損耗，降低管子的耐壓與系統的EMI方面性能都非常優良。 傳統的多電平逆變器可分為二極管箝位型、電容箝位型以及級聯型等三種結構拓撲，二極管箝位型逆變器因為在隨著電平數的增多，其開關器件和箝位二極管會大量的增加，因此通常只適合于五電平以下的多電平拓撲。而電容箝位型逆變器存在有電容的充放電電壓平衡的問題，而且在電平數增加時，會需要較多的箝位電容，因此也存在一定的弱點。 對級聯型多電平逆變器來說，當需要得到多個電平時，會需要較多的直流電源，整流側會需要一組變壓器，造成體積龐大，另外也不易實現四象限運行。 針對傳統多電平拓撲結構的上述不足，本文提出了一種新的不對稱混合多電平逆變器結構，通過控制輸入端的電源數目，可以得到不同的電平數，最多可以得到六個輸出電平，在減少器件與直流電壓源的同時，增加了電平數的輸出。 1逆變器的運行原理分析 逆變器的結構原理圖如圖1所示，從該圖可以看到，電源側一共由三個直流電源組成，橋臂左側由兩電平半橋單元組成，橋臂右側由一個三電平半橋單元組成，分別箝位在中間電源V2上與直流總線電源上。三電平半橋即是普通的二極管箝位三電平半橋。中性點N通過導線連到箝位二極管的中點處。V1，V2，V3分別代表三個直流電源，其中V2通過兩個電容C2，C3分壓，V1，V2，V3的不同的比值將在負載端AO出現不同的電平。當V1：V2：V3=3：2：3時，可以得到最多六個電平的輸出，此時，我們可以看到兩個單元的直流電壓都按照最大擴展原則來確定的，得到了最大電平數2×3=6的輸出。 當電壓比Vl：V2：V3=3：2：3時，負載AO上得到的六電平輸出電壓狀態與各器件導通狀態的關系如表1所示。設單位電壓為V。時，得到的輸出電壓為+Vd，一Vd，+3Vd，一3Vd，+5Vd，一5Vd。 當電壓比V1：V2：V3=l：2：1時，可以得到四電平的輸出，輸出電平為+Vd，一Vd，+2Vd，一2Vd。 從狀態圖我們可以看到，負載電壓與器件狀態的關系。管子VT2與VT3的導通時間明顯要長于其他器件，而VT5與VT6的開關次數要多，但耐壓要低。在一個多電平系統中，根據器件的特性，應合理選擇器件，左側兩電平單元可以選用耐壓相對低一些的，而右側三電平單元則需要耐壓高導通損耗低的器件。 本文對所提出的新型混合六電平逆變器與傳統五電平逆變器在主電路結構上進行了比較，見表2。 從表2中我們可以看出新型混合六電平逆變器要明顯優于傳統的六電平逆變器，可以明顯的節省器件、降低系統的損耗。作為六電平逆變器還可以極大的降低輸出電壓的諧波含量，改善輸出電壓波形質量。與五電平逆變器不同的是，六電平逆變器輸出電壓沒有零電平。 2 逆變器的調制原理 一種拓撲結構，必須采用合適的調制方法，才能得到期望的輸出。不同主電路結構的逆變器，都對應有一定的調制方式。在本文所提出的新型混合六電平逆變器中，采用特定諧波消除法(SHEPWM)作為該拓撲結構的調制方式。能夠極大地降低系統的開關頻率，從而減低損耗。該方法的基本思想是通過傅立葉級數分析，得出在特定開關角下的傅立葉級數展開式，然后令某些特定的低次諧波為零，從而得到一個反映Ⅳ個開關角的N個非線性獨立方程，按求解的開關角進行控制，則必定不含這些次數的諧波。通常，這種方法著眼于消除低次諧波，因為高次諧波幅值較小，同時諧波頻率增高，濾波相對容易一些，即特定諧波消去法的控制目標是讓基波幅值最大，并消除低頻次非3倍頻次諧波。 由于圖2所示的波形明顯滿足狄利克雷充分條件，又屬于1／4周期對稱的波形，所以其傅立葉級數不存在余弦項和所有偶次諧波，于是可得： 式(1)中，Uab(ωt)即是期望輸出的粗電壓波形。然后將此式展開，表示成如下形式： 稱其為調制比，其值的大小決定直流電壓利用率的大小。根據式(3)，當只有兩個開關角時，可以列出以下非線性方程： 根據式(4)，并利用牛頓迭代法，即可解出α1和α2的值，從而實現電路的SHEPWM控制。同時利用MATLAB 7．0中的相關數學工具，解出了不同調制比下的部分α1和α2的值。其μ一α曲線如圖3所示。 3 系統設計 本文對該逆變器系統進行了硬件的選型和基于TI DSP TMS320LF2407控制芯片的軟件設計。 3．1 主電路及驅動電路硬件設計 在多電平逆變器系統中，主電路部分是整個逆變器進行功率變換的核心，由于其相對控制電路具有高壓、大電流的特性，所以必須與控制電路部分進行有效的隔離，才能保證系統正常工作。 1)開關管的選取 在本文所提出的多電平逆變器系統中，主電路功率管采用IRF630型N溝道PMOSFET。其主要參數如下： 器件耐壓為200V 通態電流額定值為9A 通態壓降電阻小于400mΩ 在本文提到的多電平逆變器系統中，均采用相同型號的MOS管，然而從表1可以發現，系統中各個功率管在一個周期內的導通時間是不一樣的。在實際大功率的多電平系統中，應根據功率管的開關損耗、耐壓情況選擇合適的功率開關管。例如可以在兩電平單元側使用IGBT，而在三電平側使用GTR。 2)緩沖、驅動電路設計 MOSFET的驅動電路是主電路與控制電路的接口，將實現主電路與控制電路的隔離。其設計將直接影響到能否對開關管進行有效的控制。不同的功率開關管對驅動電路具有不同的要求，因此驅動電路的設計要具有針對性。 本文選用的的多電平逆變器功率管開關管MOSFET對驅動電路的主要要求如下： ①驅動電路的延遲時間td要小。 ②驅動電路的峰值電流Imax要大。 ③柵極電壓變化率du／dt要大。 具體選用日本東芝公司的TLP250集成電路作為IRF630型MOSFET的驅動光耦。其內部結構框圖如圖4所示。 引腳功能見表3。 對應于單管驅動電路的具體設計原理圖如圖5所示。 從圖5可以看到在光耦的輸出腳與MOSFET的驅動極之間，連有一電阻R2，該電阻即為驅動電阻，可以起到限制朗涌電流的作用，但同時也會限制峰值電流，因此要合理選擇阻值的大小。 由于DSP芯片所輸出的PWM調制電壓信號只有3．3V，無法達到光耦對輸入信號的電壓要求，因此在DSP的輸出端，需要增加一緩沖電路以增大驅動能力，緩沖電路采用74HC245芯片，它采用DIP20封裝，其內部結構和引腳排列分別如圖6和圖7所示。 3．2 控制電路板設計 本文中，控制電路的硬件部分采用了以TMS320LF2407DSP為核心的SY—EVM2407A硬件評估板。其結構圖如8所示。它板載TMS320LF2407 DSP芯片，保證了LF2407A全速運行代碼的調試。除了DSP內部自帶的存儲器之外，還添加了128K字的片外RAM，使得系統的調試更為方便。該板對于DSP各個功能引腳的輸出均提供了接口，從而可以嵌入到不同的應用系統中去，給硬件的開發與軟件的調試提供了便利。 3．3 軟件流程設計 為了對本文提出的新型混合多電平逆變器進行合理的控制，本文設計了基于TMS320LF2407的DSP控制程序，程序均在CCS2．0下編譯實現，運用仿真器進行在線調試和Flash燒寫，主程序框圖和功率驅動保護中端子程序框圖分別如圖9和圖10所示。 4 實驗結果 為了驗證本文所提出的如圖1所示的新型混合多電平逆變器的拓撲結構的有效性，本文設計了該逆變器系統的單相硬件平臺，該硬件平臺以TITMS320LF2407芯片作為控制電路，控制方法采用SHEPWM方法，最后用示波器測出了逆變器負載的波形。電路參數設置如下： 直流單元電壓為15V，即V1：V2：V3=3：2：3時，電源電壓比Vl：V2：V3=45V：30V：45V 電感性負載R=95Ω，L=170mH； SHEPWM調制基波頻率為50Hz 得到的多電平逆變器負載波形與FFT分析結果如圖ll所示。 當電源比Vl：V2：V3=15V：30V：15V時，波形將退化為四電平，如圖12所示。 5 結論 本文研究了一種新型的單相混合多電平逆變器，該拓撲結構具有使用器件少，而輸出電平多的優點。該逆變器通過三個直流電源的組合，混合采用二極管與電容箝位的方式，實現了最大六電平的輸出，與傳統五電平數逆變器相比，具有顯著的優點。 采用SHEPWM的逆變器控制方式，進一步降低器件的開關頻率，大大減少了系統的損耗，提高了系統的轉換效率，提高了輸出波形的質量。 |
