|
美國模擬器件公司生產的固定頻率電流模式DC/DC步降變換器控制器ADP1864與凌特公司的LTC1772和LTC3801引腳兼容。ADP1864輸入電壓Vin范圍為3.15～14V，輸出電壓Vo為O.8V～Vin，輸出電流可達5Ao ADP1864驅動一個P溝道MOSFET，效率可達92％。ADP1864的應用領域主要包括無線裝置、1～3節鋰離子電池供電的設備、機頂盒、處理器內核電源和硬盤驅動器等。 封裝、引腳功能及工作原理 ADP1864采用6引腳TSOT封裝，引腳排列如圖1所示。 ADP1864的各引腳功能見表1 。 ADP1864的內部結構及應用中的外部元件連接如圖2所示。圖中，Cin和Co分別為輸入和輸出電容，Rcs為電流感測電阻，R3與C1為IC內部跨導誤差放大器輸出端(COMP)上的環路補償網絡，Q1為功率開關，D1和L1分別為降壓二極管和電感器。 ADP1864內部振蕩器(OSC)頻率為580kHz。在每個振蕩周期開始時，IC引腳6上的輸出驅動Q1導通，L1中產生電流并且增加。當電流感測放大器電壓等于在引腳COMP上的電壓時，內部觸發器復位，PGATE腳上的電壓變為高電平，Q1截止，電感電流減小，直到下一個振蕩周期開始為止。 輸出電壓Vo在分壓器電阻R2上的感測信號經IC的FB引腳輸入到內部誤差放大器的負輸入端。誤差放大器正輸入端連接0.8V的參考電壓VREF，誤差放大器輸出電壓即是引腳COMP上的電壓。 ADP1864提供軟啟動功能，可以限制輸入浪涌電流、電感電流增加速率和輸出電壓過沖。ADP1864在負載短路時，引腳FB上的電壓將迅速降低。當VFB應用電路 對于圖2所示的電路，設Vin=3.3V，Vo=2.5V，Io=2A，主要元件的選擇如下： 1、R1/R2值的確定 ADP1864引腳FB上的門限電壓VFB=VREF=0.8V，于是VFB=Vo(R2/(R1+R2))。因此 R1=R2× 圖片4 ，若選取R2=80.6kΩ，則R1=170.4kΩ 。2、電感器L1電感值的選擇 L1電感值L可按照L= 計算，式中Alpk為電感器峰-峰值紋波電流，可選取其為輸出電流的30％，△Ipk=0.31o=2A×0.3=0.6A；f為開關頻率，f=580kHz；D為占空因數，D=(Vo+VD)/(Vin+VD)，VD為D1正向壓降，Vo=0.5V。因此，D=(2.5V+0.5V)/(3.3V+0.5V)=0.79。根據式得 3、電流傳感電阻RCS值的確定 電流感測電阻Rcs上的峰值電流感測電壓Vcs(PK)=O.125V，Vcs值可根據 。式中，SF為斜率因數，它與占空比D之間的關系如圖3所示。由于D=0.79，從圖3可知，SF=0.65。則 、功率MOSFET的選擇 由于輸入電壓最小值僅為3.15V，Q1的柵極啟動門限電壓(Vt)至少為1V。Q1的額定電流(有效值)ID(rms)可由式 估算,由于占空比D=0.79，Io=2A，因此 Q1的額定電壓應高于輸入電壓(3.3V)的50％，即不低于5V。 為降低Q1的功率耗散，其導通態電阻RCS(on)應遠低于100mΩ。 5、肖特基二極管D1的選擇 D1的正向壓降Vd不應大于O.5V，平均電流1D(AV)可按式ID(AV)=(1-D)1o=(1-0.79)×2A=0.42A。 6、輸入電容Cin和輸出電容Co的選擇 Cin典型值為10 μ F，為使其有較小的等效串聯電阻(ESR)，宜選用陶瓷電容器。 Co選擇日本三洋公司的47 μ F低ESR的陶瓷電容器。對于ADP1864引腳COMP上的RC串聯補償網絡，推薦R3=15kΩ，C1=470pF。 輸入電壓Vin=4.5～5.5V、輸出為3.3V/2A的應用電路及元件選擇如圖4所示。 圖5所示為電路效率與負載電流之間的關系曲線。由該曲線可知，當輸入電壓Vin為3.3V、輸出為2.5V/2A時，效率超過88％。 |
