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1 引言 近年來，隨著大功率開關電源的發展，對控制器的要求越來越高，開關電源的數字化和智能化也將成為未來的發展方向。目前，我國的大功率開關電源多采用傳統的模擬控制方式，電路復雜，可靠性差。因此，采用集成度高、集成功能強大的數字控制器設計開關電源控制器，來適應不斷提高的開關電源輸出可編程控制、數據通訊、智能化控制等要求。 2.數字控制器設計 圖1 控制器系統結構 本文設計的數字控制器，采用TI公司24X系列DSP控制器中的TMS320LF2407A芯片作為主控制器，主要功能模塊包括：（1）DSP與可編程邏輯器件CPLD相配合實現全橋移相諧振軟開關驅動（2）偏磁檢測電路；（3）其他功能，如數據采集、保護及外部接口等。控制系統結構如圖1所示。 2.1移相控制波形的生成 TMS320LF2407A芯片包含兩個事件管理器EVA和EVB，每個事件管理器都包括兩個通用定時器，通用定時器GPT1和GPT2對應于事件管理器EVA，GPT1和GPT2對應于事件管理器EVB，通用定時器的結構如圖2所示。 通用定時器是PWM波形產生的基礎，每個通用定時器都可以提供一路單獨的PWM輸出通道。獲得指定周期指定脈寬的PWM信號的過程是：首先設置通用定時器控制寄存器TxCON確定計數器的計數模式和時鐘源；然后根據需要的PWM波形周期設置周期寄存器TxPR；接著裝載比較寄存器TxCMPR，確定PWM波形的占空比。通過上述相應的設置即可獲得指定周期、指定脈寬的PWM信號。 圖2 通用定時器結構圖 而輸出移相波形的關鍵是讓同一事件管理器中的兩個通用定時器同步工作，并且在一個通用定時器從零開始計數的時刻，賦予另一個通用定時器計數器不同的初值，初值的大小決定兩個通用定時器輸出PWM波形的相位關系。本文利用事件管理器EVA的兩個通用定時器GPT1和GPT2的同步工作，產生移相波形。 圖3 帶死區的移相控制波形產生過程 為了避免因開關器件特別是IGBT器件在關斷時電流拖尾造成橋臂瞬時直通所造成的危害，還需要在同側橋臂的開關器件控制波形中添加死區。因為PLD具有可在線修改能力，可在PCB電路完成后隨時修改設計，而不必改動硬件電路，因此本文采用ALTERA公司的EPM7000S系列的CPLD芯片，通過編程生成控制波形的死區。如圖3所示。 2.2磁偏檢測電路 在全橋電路中，一對功率開關管在工作周期的前半部分和后半部分交替地通斷，若它們的飽和壓降相等，導通脈寬也一樣，則稱電路工作在平衡狀態。但若由于某種原因導致兩個半周期內施加在中頻變壓器上的電壓不相等（例如功率開關管的飽和壓降有較大差異）或是一對晶體管的導通脈寬不相等（例如由于存儲時間的不一致、控制電路輸出脈寬不相等以及反饋回路引起的不對稱等）時，功率轉換電路就工作在不平衡狀態。變壓器的磁通在一個周期終了時不能返回到起始點，于是將在一個方向增大，其工作區域將偏向一個象限，引起磁芯飽和從而導致功率開關管損壞，逆變失敗，此即所謂“單向偏磁”。 為了避免變壓器的飽和，充分發揮數字控制器的優勢，盡量簡化主電路的設計，增加變壓器的利用率，本文設計中采取以下方法來進行磁偏的檢測和控制。如圖4所示，通過互感器分別檢測變壓器的一次側正負半周的電流大小，將檢測得到的值HCQ1和HCQ2進行比較，一旦某個半周的電流偏大超過一定的值，則認為出現了偏磁，將該信號送入TMS320LF2407A的捕獲單元功能，產生捕獲中斷并通過中斷程序去調整相應橋臂的功率開關管驅動脈沖的寬度，強制對變壓器進行磁恢復，防止變壓器飽和現象的發生。 圖4 變壓器磁偏檢測電路圖 2.3數據采樣及濾波 為了確保控制板與系統主電路的信號隔離，數據采樣電路上采用與霍爾電壓傳感器和霍爾電流傳感器接口，確保采樣輸入電路的信號與采樣輸出信號的完全隔離。 TMS320LF2407A芯片內部集成了10位精度的帶內置采樣/保持的模數轉換模塊（ADC）。根據系統的技術要求，10位ADC的精度可以滿足電壓的分辨率、電流的分辨率的控制要求，因此本文直接利用控制芯片內部集成的ADC，就可滿足控制精度。另外，該10位ADC是高速ADC, 最小轉換時間可達到500 ns，也滿足控制對采樣周期要求。 為了提高ADC數字采樣的精度，減少軟件濾波的工作量，設計了低通濾波器對電壓和電流的信號進行處理，以消除高頻信號的干擾和更好的消除線路以及空間的干擾。 2.4保護功能 電源運行過程中，可能會發生一些異常狀態，如全橋電路出現直通使得原邊母線短路；副邊負載短路或者過流、散熱器過熱等等，需要在控制中加以保護。 在本文設計中，利用了DSP 功率保護引腳PDPINT的功能對異常狀態進行檢測并能夠做到及時恰當處理，做到系統的安全可靠運行。 保護電路采用窗口比較電路，分別檢測功率開關管的過流信號，輸出的短路信號和散熱器的過熱信號。設定保護的閥值，一旦出現任何異常，就可以立刻將保護信號送入DSP 功率保護引腳PDPINT或者外部中斷信號IOPE-2，通知控制系統并采取相應的措施：對于原邊的短路以及副邊的短路采用不可恢復的保護方式，立刻關閉PWM驅動信號，切斷電源的輸入，以防止其它更嚴重的危險發生；對于散熱器過熱等可恢復的保護信號，則暫時關閉PWM輸出，等狀態恢復后再重新恢復工作。 2.5外部接口 本文設計的數字控制器外部接口包括外部控制I/O接口和外部通訊接口。 利用DSP內部的I/O口來實現外圍的附加控制功能，如：指示燈顯示、主電路的緩起控制、輸出接觸器的控制、散熱風扇的開關控制等； 外部通訊接口包括CAN總線接口和RS232接口。CAN總線接口可滿足遠距離數據傳輸要求，RS232接口可與人機設備接口。 外部CAN總線通訊接口采用TMS320LF2407A芯片的CAN 控制器接口，利用用82C250作為CAN驅動芯片和外部設備通訊。CAN驅動芯片82C250單獨供電，通過光耦將DSP內部CAN控制器的引腳CANRX和CANTX和驅動芯片82C250隔離，以減少數字信號對CPU的干擾。 RS232通訊接口利用TMS320LF2407A芯片包含的串行通信接口SCI模塊，它支持CPU與其他使用標準格式的異步外設之間的數字通訊。SCI接收器和發送器是雙緩沖的，每一個都有它自己單獨的使能位和中斷標志位。兩者都可以獨立工作，或者在全雙工的方式下同時工作。本文設計中，CPU的SCI模塊引腳SCIRX和SCITX通過光耦隔離后和RS232串口驅動芯片MAX232相連接，MAX232的輸出采用3線傳送方式，信號通過高速光耦隔離后與外部設備連接。 3．數字化充電電源應用試驗 近年來，國內電動車相關技術迅速發展，如何解決動力電池的快速而方便充電問題，成為電動車產業化鏈中非常重要的一環。而本文設計的數字控制器能很好的適應數字化充電電源對控制器的要求，并進行了應用試驗。 采用本文設計的數字化控制器的數字化充電電源主電路拓撲如下圖5所示。 主電路開關器件采用IXYS公司的新型功率型MOSFET器件IXFN44N80（44A，800V，有續流二極管），輸出整流二極管采用DESI2*61-10B（60A、1000V快恢復二極管），輸出濾波電感1mH，諧振電容0.022μF，電路工作頻率fs＝80kHz，死區時間1μs。 圖5 主電路拓撲 數字化充電電源通過CAN2.0協議與動力電池組的BMS（電池管理系統）通訊，采集電池的相關數據（電池電壓、電池溫度、電池充電狀態等），為充電管理提供參考數值；通過RS232協議與計算機通訊，記錄相關數據。試驗框圖如下圖6所示。 圖6 試驗框圖 試驗中充電方法采用典型的電池三階段恒流方式，數字化充電電源輸入為三相交流電，輸出直流電壓范圍300V～720V，輸出電流范圍0～30A。 圖7 電池充電試驗曲線 動力電池組采用電動車用鎳氫動力電池組（由426只單體組成，標稱電壓511V），充電采用三階段恒流充電方法。 試驗充電曲線如圖7所示。數字化充電電源充電效率≥90%，穩壓精度不大于1％,穩流精度不大于1％。 4 結論 經過數字化充電電源應用試驗，本文設計的移相全橋諧振軟開關數字控制器不僅實現了功率器件驅動、保護等主電路控制功能外，還提供了豐富的外部通訊接口（CAN總線：CAN2.0協議；串口通訊：RS232協議），以及外部設備控制功能，通過DSP和CPLD編程，實現不同類型功率模塊、不同輸出要求的開關電源數字化控制。 本文的創新點在于利用DSP的強大數據處理功能和CPLD可編程特點，設計了具有數字化、智能化、通用性好的開關電源數字控制器，使得應用該數字控制器的開關電源具有很高的響應速度，能實現復雜的輸出特性，如滿足電池充電過程中針對不同的充電策略所要求的充電曲線等，因此具有較廣的應用前景。 |
