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1 引言 工程實踐中，我們往往需要對所設計的硬件電路進行設計檢驗以保證其正常運作，從而才能進一步支持基于該硬件的復雜程序的正確調試。這樣，特定的相應測試系統設計就顯得尤為重要，不僅可以保證硬件的健康度，更能提高整個調試過程的效率，方便檢測出相關錯誤。針對增補轉發系統（ Gapfiller）中 QPSK解調程序調試的需求，分別對發射及接收電路設計了基于可編程邏輯器件（FPGA）的測試程序。為了保證其更強的糾錯性和更可靠的驗證能力，測試系統的設計原則應當是愈簡易且愈典型為佳。目前國內對于 QPSK調制解調的基本原理、具體實現以及解調中所涉及的載波同步問題都已有很深入的研究，而本文對此并不作過多討論，僅僅是借助于一種昀簡易的 QPSK調制解調系統來進一步闡述硬件設計檢驗的系統實現和測試方法，并昀終以解調的誤碼率大小作為本次檢驗的參照指標。 2 預失真技術簡介 采用 QPSK等非恒定包絡調制技術，這就對射頻前端的功率放大器的線性度提出了較高的要求，否則會引起非線性失真，信號頻譜擴展進而產生鄰道干擾，導致接收端的 BER性能下降。即使 RF功率放大器能線性放大，這也會嚴重降低發射機的效率。而數字預失真技術不僅能有效改善交調分量的特性，而且他的電路結構簡單，功耗小，成本低。 為使該測試系統能夠更有效的檢測出待測硬件的性能優劣，我們在發射系統中加入預失真器，以改善 HPA輸出信號的功率譜密度，降低傳輸信號的帶外頻譜擴展，如此接收端的誤碼率降低后，該測試系統擁有了更好的測試性能及應用的可靠性。 3 設計實現 增補轉發器主要完成 DVB-S信號的接收工作。該系統采用全數字接收機概念設計，即在接收機的解調器前插入 A/D變換器，把接收機下變頻后的模擬信號變為數字信號，因此可采用全新的數字技術實現調制信號的解調。 3.1 硬件總體結構 我們截取整個增補轉發系統中所需測試的相關電路，構成待測系統可概括成如圖 1所示的結構框圖。 該待測系統由發射和接收兩部分組成，分別完成數據傳輸的 QPSK調制發射及數字零中頻的 QPSK解調接收。 各個模塊的芯片器件選取如下：FPGA選用 Xilinx公司的 Spartan3系列的 XC3S2000； D/A，A/D轉換器分別選用 Analog Device（ADI）公司的 AD9767和 AD9216；模擬正交上變頻和下變頻模塊分別選用 ADI公司的 AD8349和 AD8347；VCO則選用 ADI公司的 AD4360，提供上、下變頻所需的 2.6GHZ載波（注： AD4360為原系統發射板與接收板均采用的芯片，由于涉及到載波同步問題，實際的測試過程所需具體的方案選擇將在第 4部分進行詳細討論和介紹）。 由于是零中頻方案，QPSK調制僅需在 FPGA中將 00，01，10，11四種狀態映射為 14位二進制數以進入 AD9767作模擬轉換，變換后的模擬信號在上變頻器件中與載波實現復乘作為射頻調制信號發射出去。接收機則是作與此相反的解調過程從而得到解調數據，并與發射數據相比較測出誤碼率。 3.2 FPGA的設計與實現 3.2.1 QPSK調制模塊 調制模塊在發射板的 FPGA中實現，由發信源、串 /并轉換、映射和升余弦滾降整形濾波器構成，如圖 1中發射系統中所示。 （1）發信源 由于在發送端要產生一個替代實際通信信源的碼序列作為測試信源，這類碼序列昀好具有類似隨機信號的性能，或者說具有噪聲近似的性能，基于 FPGA設計的實際情況，我們不可能產生純粹的隨機信號，因此只能采用具有一定周期性的類似于隨機噪聲的偽隨機序列（PN碼），本系統采用 14級 m碼序列發生器，在每 16383個碼之間需插入一個幀同步頭，以表征每一幀的開始與結束。 （2）串/并轉換 實現將一路串行數據分流成兩路速率減半的并行數據，然后輸入映射模塊。 （3）映射串并轉換后的兩路數據分別作各自的 BPSK調制，本方案中只需作 1，0兩種狀態映射。 （4）滾降濾波器本方案采用 IP核實現 31階 FIR濾波器，經 MATLAB仿真驗證和上板調試實踐，能夠對信號起到較好的整形作用，符合工程要求 3.2.2QPSK解調模塊 接收信號經接收板的 A/D轉換后將兩路 10位二進制信號同時送入 FPGA處理，流程如圖 1中接收系統所示。 判決模塊將濾波器整形后的 10位 I、Q路信號通過門限判決，映射為 1或 0兩種碼，判決的門限值我們根據實踐設定。隨后經過并/串處理后便得到解調數據。 3.2.3 預失真器 本方案采用查表法來實現預失真器，即使用兩個獨立的一維表——幅度表和相位表來近似逼近放大器非線性的逆函數，這兩個表由兩塊 RAM組成。預失真器根據輸入信號的幅度計算查詢表地址，并利用地址來查找相應的增益和相位，對輸入信號增益進行補償，然后再做相位旋轉得到預失真器的輸出。 圖 1中的預失真誤差計算模塊由反饋信號通過自適應算法來更新查找表。該算法基于乘法，相較于基于加法的預失真器，乘法對于反饋信號的相位不敏感，在反饋路徑中不需要相位調整電路。若預失真器的輸入 x(n)是幅度 ρ(n)，相位 φ(n)的復信號，經過量化限幅后其地址輸入為 Q[ρ(n)]；若預失真器的輸出 z(n)是幅度 r(n)，相位 θ(n)的復信號，可得： z(n)=r(n)?exp[ jθ(n)] = Kn ?ρ(n) ?exp[ j(φ(n) +ψn)]，式中 Kn和 ψn分別是查詢表的地址映射值。查詢表內容的昀終迭代關系式： Kn+1 (Q[ρ(n)]) = Kn(Q[ρ(n)])－α(A[r(n)]／ρ(n)－1) 和 ψn (Q[ρ(n)]) =ψn(Q[ρ(n)])－β(ω(n)－φ(n))，式中 α和 β是迭代步長，調整它們可以調節收斂速度。預失真器通過對以上兩式的迭代，不停的更新查詢表內所存儲的數值，以達到對 HPA反函數曲線的逼近。 為了提高收斂速度，在本方案中采用了基于插值法的查詢表內容更新策略：每一次遞歸并不僅僅改變當前地址的查詢表內容，而是通過相應的調整策略更新相關聯的多個地址的查詢表內容。在實現時，使用一個與查詢表地址數目一致的地址更新指示器，若地址 N位置的數據已經過迭代，則指示器對此進行紀錄；同時從 N位置向上和向下進行搜索，查找距離 N地址位置距離昀近的，且同樣已經過迭代的兩個地址位置 N－L1和 N+L2，二者之間其它地址的存儲數據可以通過線性內插得到： D′(N－n)=(1－n/L1)?D(N)+ n/L1?D(N－L1), (1≤n≤L1)和 D′(N+n)=(1－n/L2)?D(N)+ n/L2?D(N+L2) , (1≤n≤L2)。 3.2.4 測誤碼模塊 我們需比較發送數據與接收數據從而得到誤碼數，以作為昀終的硬件設計評估指標。在接收板的 FPGA中，添加測誤碼模塊就非常的必要。圖 2表示出了其具體的實現和組成。 此處的本地 m序列產生器與發射端的設置相同，就相當于產生發送數據，由于其與解調模塊共用同一時鐘，我們便可將解調出的數據與該序列同時送入逐位比較檢測模塊進行比較。 為保證解調數據與序列產生器發出的碼幀對齊，還需設置幀頭判斷模塊，當判斷出解調數據的幀頭到來時便啟動本地 m序列產生器開始比較。逐位比較檢測模塊由異或門構成 ,在時鐘上升沿到來時 ,若比較控制信號為 “1”,則將接收序列和本地序列進行異或比較 ,有誤碼 ,則輸出“1”。比較控制信號由幀頭判斷模塊產生，當判斷到幀頭時，其跳變為 “1”，控制誤碼測試啟動，統計若干幀再次檢測到幀同步頭時，其跳回“0”，結束檢測。 誤碼統計模塊對誤碼進行計數，當比較控制信號為“0”時即結束計數并輸出誤碼數。 4 測試結果 由于解調涉及到載波同步與時鐘同步問題，我們將討論用一種昀簡易的方法實現。時鐘同步的解決：將接收板系統所需的時鐘接到發射板的晶振上，以保證同頻。載波同步的解決：在晶振相同的前提下我們可以保證 VCO載波同頻，但相位會有偏差，因此我們需要在 FPGA中添加一塊鎖相環以保證本地載波的相位跟蹤上發射載波。 同步問題解決后，我們首先采用 Chipscope觀看進入 FPGA的 I、Q兩路的幅頻（A-F）特性圖，從而根據其幅度的分布為判決門限規定具體的值。同時，觀看星座圖以了解解調效果是否滿足需求，圖 3即為本系統在碼速率 40Mbps時經解調所得的星座圖。 在實驗室的情況下，預計誤碼率的數量級在 10-12左右，為提高測量的可靠性，本次測試選取 3×1014個幀作為一次檢測周期。多次測量結果并沒有出現誤碼情況，硬件設計滿足工程要求。 5 結束語 本文旨在討論一些實際的硬件測試經驗，并對整套測試工作進行詳細的歸納與總結，提出了可供工程師參考的解決方法。QPSK技術目前在衛星數字通信中廣泛應用，本文則通過討論 QPSK成套的調制解調系統，著重闡述了該測試系統的硬件及 FPGA的設計與實現。該測試系統可以有效地幫助工程師進行設備互通測試和工程驗收。 |
