|
近十幾年來，移動電話、掌上電腦、筆記本電腦等便攜式設備及醫療、測試儀器的迅猛發展拉動了具有低壓差、低功耗的LDO(Low Dropout)穩壓器的快速發展。當前，LDO穩壓器已經實現500mV以下的壓差。在LDO穩壓器中，電源是主要的噪聲源。尤其在高頻，電源電壓的變化為系統穩定性帶來的影響更大。誤差放大器是LDO穩壓器的重要組成部分，其穩定性與整個LDO穩壓器系統的穩定性能密切相關。因此，研究電源電壓變化對 LDO穩壓器中誤差放大器的影響是非常必要的。電源抑制比(PSRR)衡量模擬系統對抗電源噪聲的能力，是放大器一個非常重要的性能指標。 本文設計的誤差放大器為帶共源共柵電流鏡負載的共源共柵差分運算跨導放大器。它應用在一款超低功耗的LDO線性穩壓器中，采用共源共柵差分結構，提高了 PSRR，低頻達到119dB。同時，該放大器具有高共模抑制比(CMRR)，低頻達到106dB，靜態電流不超過0.62μA。 OTA的設計與仿真 PSRR定義為輸入端到輸出端的電壓增益與電源到輸出端的電壓增益之比，即 Gm(s)和Gmp(s)分別是輸入端到輸出端、電源到輸出端之間的跨導。在LDO線性穩壓器中，只有VDD一個低壓電壓源供電，因此，這里只討論VDD的PSRR。 電流鏡負載放大器是LDO線性穩壓器中誤差放大器的基本結構，如圖1所示。VDD通過M3、M4，為輸出端引入一個電流(go4+sCp4)VDD，通過M3、M1、M2，為輸出端引入一個電流(go1+sCp1)VDD，則 式中，go為輸出導納，Cp=CGD+CDB。 圖1 基本電流鏡負載差分電路 對這種結構的放大器的PSRR進行Spice仿真，如圖2所示。從圖2中可以看出，低頻時的PSRR只能達到47.6dB，遠遠不能達到LDO線性穩壓器的性能要求。從(2)式可以看出，減小M1、M4的輸出導納，可以提高低頻時的PSRR，減小M1、M4的寄生電容，即減小MOS管的尺寸，可以提高高頻時的PSRR。 圖2 基本放大器的PSRR 圖3 一種共源共柵差分放大器電路 采用共源共柵結構，可以將輸出導納go減小至原來的go2/(gm2+gmb2)倍。圖3是本文設計的一種應用于LDO線性穩壓器的差分共源共柵OTA結構。它采用兩級放大，第一級(M1～M8)采用共源共柵結構提高PSRR，第二級(M10、M11)為反相器結構。 按照文獻介紹的方法，對于圖3的放大器結構，在低頻((f 式中，go1，3≈go2，4。 gox，y為共源共柵輸出端的輸出導納，如前所述gox，y≈goxgoy/(gmy+gmby)。 在高頻，由于各個MOS管的寄生電容的影響，各級的輸出阻抗變小，從而使高頻時的PSRR減小。考慮這些寄生電容的影響，則 從(7)式可知，影響高頻時PSRR性能的主要是輸出端的M10，因此，在設計放大器時，應盡量減小M10的尺寸。 圖4 本設計中放大器的PSRR 對圖3的電路結構進行PSRR的Spice仿真，如圖4所示。從圖4中可以看到，在頻率小于1kHz時，該放大器的PSRR值高達119dB。因此，該放大器滿足LDO線性穩壓器的性能要求。 在圖5所示的LDO線性穩壓器的電路結構中，誤差放大器的輸出端連接調整管(本設計中為PMOS管)。為獲得低壓差(Vdrop—out=RonIo)，需要降低調整管的Ron。為達到這個目的，一方面需要增大PMOS晶體管的柵寬;另一方面，需要誤差放大器具有較高的電壓裕度。為獲得高的PSRR，采用共源共柵結構，使電壓裕度減少，輸出電阻增大。輸出電阻的增大，會使LDO線性穩壓器的寄生極點 小于系統的UGF，從而影響整個LDO線性穩壓器系統的穩定性。因此，在LDO線性穩壓器中，雖然引入第二級放大器降低了高頻時的PSRR，但為了減弱上述兩方面的影響，引入第二級緩沖放大器還是必要的。 圖5 LDO線性穩壓器的結構 LDO穩壓器的PSRR分析與仿真 在LDO線性穩壓器中，整個系統的開環增益(在圖5中斷開F處反饋時的開環增益)決定了低頻時的PSRR;而高頻時的PSRR主要受輸出端的輸出導納、輸出電容(很大)及調整管的柵2漏電容的影響。 圖6是采用本文設計的共源共柵放大器的LDO線性穩壓器的PSRR Spice仿真結果。從圖中可以看出，頻率在2kHz以內，整個LDO線性穩壓器的PSRR約為99dB。該LDO線性穩壓器中的調整管采用PMOS，因而帶寬較窄。如要增大帶寬，可使用NMOS調整管，但相應地，PSRR值會下降。 圖6 LDO線性穩壓器的PSRR 結論 本文設計了一個具有高PSRR性能的共源共柵差分運算跨導放大器。Spice仿真結果表明，該放大器對電源波動的抑制能力與普通結構相比有顯著提高，且電路結構簡單，晶體管數量少，減小了靜態電流，完全可滿足超低功耗LDO線性穩壓器的性能要求。該電路已經成功地應用在一個超低功耗LDO線性穩壓器芯片中，市場反映良好。 |
