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為了實現(xiàn) Gb/s 級鏈路吞吐量，新的制式使用更高帶寬、多路輸入多路輸出(MIMO)、空時編碼和高階正交頻分復(fù)用(OFDM)調(diào)制制式，這對無線元器件的線性、帶寬和功耗提出了新的要求。以802.11 ac為例，該標(biāo)準(zhǔn)構(gòu)建在 802.11 n 的高吞吐量性能之上，旨在應(yīng)對新應(yīng)用模型的挑戰(zhàn)。802.11 ac 繼續(xù)在 802.11 a/n 5 GHz 頻段下工作，是在高吞吐量 802.11 n 技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)之上建立起來的，并主要在以下四個方面做出了改進(jìn)：更寬的信道帶寬(最佳 160 MHz 帶寬);更高階的 MIMO(最高 8*8);多用戶 MIMO(最多 4 個用戶);更高階的調(diào)制(可支持 256 QAM)。 設(shè)計驗證工程師必須確保其針對 802.11 ac 的設(shè)計能夠在各種條件下運行良好，驗證其設(shè)備在要求最嚴(yán)格的 MIMO 空間復(fù)用模式下仍符合性能要求。驗證MIMO發(fā)射機的工作性能需要一臺多通道信號分析儀，用以解調(diào)多流波形并測量 EVM 和其它物理層參數(shù)。802.11 ac MIMO 發(fā)射機的設(shè)計和驗證需要對多通道 MIMO 空間復(fù)用信號進(jìn)行誤差矢量幅度(EVM)測量。測試解決方案應(yīng)提供快速的測量方法，并保證極高的置信度。802.11 ac 標(biāo)準(zhǔn)更高階的調(diào)制形式和更寬的帶寬要求 EVM 測量較以往更為準(zhǔn)確，而測試解決方案提供的剩余 EVM 應(yīng)超過這些要求。隨著設(shè)備的演進(jìn)，測試解決方案也應(yīng)該逐步改進(jìn)，對 MIMO 設(shè)備的測試支持能力也要從單、雙通道40 MHz 擴展至三、四通道 160 MHz 的水平。 新制式為通信系統(tǒng)架構(gòu)師和射頻功率放大器設(shè)計人員帶來了新的挑戰(zhàn)。設(shè)計人員必須確定現(xiàn)有 3G 設(shè)計和未來 4G 運行環(huán)境的性能差異，以及 3G 設(shè)計是否需要重新設(shè)計，或者新的供應(yīng)商是否合格。硬件也必須滿足或超出性能標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)定，例如 ACPR、EVM 或吞吐量(如 BLER、BER 和 PER)，同時滿足內(nèi)部產(chǎn)品設(shè)計目標(biāo)要求。由于智能手機和其他先進(jìn)無線器件對電池的依賴程度極高，如何通過設(shè)計獲得最高的效率十分關(guān)鍵。射頻功率放大器具有特別重要的作用。選擇和設(shè)計滿足設(shè)計目標(biāo)的適合功率放大器是一個巨大的挑戰(zhàn)。 面臨的挑戰(zhàn) 功率放大器是無線通信系統(tǒng)中決定整體性能和吞吐量的關(guān)鍵元件，并且具有固有的非線性。非線性產(chǎn)生的頻譜再生會導(dǎo)致相鄰信道干擾和違反監(jiān)管機構(gòu)標(biāo)準(zhǔn)的帶外輻射，還會引發(fā)帶內(nèi)失真，降低通信系統(tǒng)的誤碼率(BER)質(zhì)量和數(shù)據(jù)吞吐量。 圖1 至 4 是根據(jù)分量載波組合位置劃分的不同傳輸體系結(jié)構(gòu)(例如數(shù)字基帶階段、射頻混頻器之前的模擬波形階段、通過混頻器后但在功率放大器之前或者通過功率放大器之后)。圖 1-4 顯示，集成 RFIC SoC、CMOS 芯片組和基站體系結(jié)構(gòu)分別以不同的方式實現(xiàn)了各自的設(shè)計目標(biāo)，但這些體系結(jié)構(gòu)具有共同的挑戰(zhàn)――寬帶功率放大器設(shè)計，這也是射頻工程師面臨的最普遍挑戰(zhàn)。 
另一個挑戰(zhàn)是在峰均功率比(PRPR 或波峰因數(shù))與功率附加效率(PAE)之間取得折中。新的正交頻分多路復(fù)用傳輸制式，例如 3GPP LTE、LTE-Advanced 和 802.11ac,，具有高峰均功率比。偶發(fā)的較高峰值功率電平導(dǎo)致功率放大器嚴(yán)重鉗位、影響整個波形的頻譜模板一致性、EVM 和 BER。在較低功率下運行功率放大器是降低這種非線性的一個方法。 但是，這意味著功率放大器需要在長期飽和功率以下回退很多。換句話說，功率放大器在大多數(shù)時間都處于資源浪費的狀態(tài)。這導(dǎo)致極低的效率，通常低于 10%。(超過 90% 的直流功率轉(zhuǎn)化為熱能并流失)。對于基站來說，這會限制服務(wù)區(qū)域范圍，增加服務(wù)提供商的資本和運營支出。同時，這還會降低手機的服務(wù)質(zhì)量(QoS)和電池壽命，導(dǎo)致客戶不滿和收入下滑。線性化可以讓功率放大器在高功率附加效率(PAE)區(qū)間運行，接近飽和點且不會出現(xiàn)嚴(yán)重的信號失真，從而降低了成本。 數(shù)字預(yù)失真(DPD)是一個經(jīng)濟高效的線性化方法。目前，市場可提供 2G/3G 制式的全套商用現(xiàn)貨(COTS)芯片組和 IP 來滿足此需求。但是，很多情況下這些商用數(shù)字預(yù)失真方法無法滿足 4G 要求。以下總結(jié)了當(dāng)今物理層通信設(shè)計人員面臨的數(shù)字預(yù)失真挑戰(zhàn)。 解決方案 工程師向 4G 過渡需要一個快速可行的解決方案，以實現(xiàn) 4G 通信系統(tǒng)的數(shù)字預(yù)失真。各個知識層面的工程師都可以使用這個解決方案，并且方案的設(shè)備要求極低。工具套件必須精確、避免依賴某一特定廠商的芯片組或硬件方案來實現(xiàn)初期建模，并且能夠?qū)⒍ㄖ茢?shù)字預(yù)失真融入基帶設(shè)計中，從而保持較小的BOM表。此外，它必須能夠與一系列其他工具連接，以進(jìn)行硬件驗證。 增加了數(shù)字預(yù)失真功能――W1716 DPD Builder 的 Agilent SystemVue 平臺是滿足上述條件的解決方案之一。該軟件提供帶有向?qū)е甘镜暮唵我子眯陀脩艚缑妫軌蜃層脩魧Υ蠊β屎托」β使β史糯笃鳌⑹瞻l(fā)機集成電路甚至自動增益控制模塊的 4G記憶 效應(yīng)進(jìn)行快速建模和校正。 W1716 DPD 旨在幫助無線系統(tǒng)架構(gòu)師使用實驗室現(xiàn)有的通用商用測試設(shè)備進(jìn)行早期的體系架構(gòu)和元件分析。專有數(shù)字預(yù)失真解決方案需要工程師僅僅為了進(jìn)行4G可行性研究就要在方案成熟前做出一系實施決定。使用 W1716 DPD，無線架構(gòu)師可以在數(shù)分鐘內(nèi)評測一個元件在保持硬件靈活性和充分的 4G 測量信心的前提下能夠多大程度被線性化。安捷倫實現(xiàn)上述目標(biāo)憑借了以下關(guān)鍵優(yōu)勢：強大且易用的安捷倫數(shù)字預(yù)失真算法、開放、不依賴于特定廠商或技術(shù)的數(shù)字預(yù)失真與功率放大器硬件設(shè)計方法、高性能且靈活的安捷倫儀器、真實且符合標(biāo)準(zhǔn)的波形(例如 LTE 和 LTE-Advanced，帶有 CFR)進(jìn)行表征。 CFR 補充并改善了數(shù)字預(yù)失真的效果。當(dāng)代通信系統(tǒng)中高頻譜效率的射頻信號具有高達(dá) 13 dB 的峰均功率比(PAPR)。CFR 可預(yù)處理信號以降低信號峰值，同時不會引發(fā)嚴(yán)重的信號失真。通過降低峰均功率比，CFR 支持功率放大器在更高的功率電平下更高效率地工作，并且不會引發(fā)頻譜模板和誤差矢量幅度標(biāo)準(zhǔn)違規(guī)。CFR 直接作用于信號，而數(shù)字預(yù)失真校正功率放大器的非線性，支持信號功率的進(jìn)一步提升。 Agilent PXI 模塊化數(shù)字預(yù)失真儀器 與其他數(shù)字預(yù)失真方法不同，安捷倫的數(shù)字預(yù)失真方案從設(shè)計人員的角度出發(fā)，提供功能靈活的內(nèi)置寬帶建模工局，可連接至可配置的儀器(例如安捷倫模塊化 PXI 系列)(圖 5)。
此設(shè)置中，任意波形發(fā)生器配有用于 LTE-A 和 802.11ac 的 SystemVue，可以提供測試元件所需的標(biāo)準(zhǔn)信號，運行安捷倫矢量信號分析(VSA)軟件的 M9392A 捕獲信號，以測量功率放大器的非線性。使用 SystemVue 以及 M9330A 和 M9392A 可以控制并實現(xiàn)整個數(shù)字預(yù)失真設(shè)計流程的自動化。 對運行中的模擬功率放大器應(yīng)用數(shù)字預(yù)失真 圖 6 顯示的是記憶多項式數(shù)字預(yù)失真器的結(jié)構(gòu)圖。第一步是理解功率放大器行為背后的物理機制，并提取數(shù)字預(yù)失真系數(shù)。第二步是構(gòu)建預(yù)失真器模型，以便在第一步的基礎(chǔ)上精確捕獲靜態(tài)非線性和記憶效應(yīng)。標(biāo)記為“預(yù)失真器訓(xùn)練”的反饋路徑(模塊 A)輸入為 (n)/G，輸出為 zˆ(n)，其中 G 是預(yù)期功率放大器小幅信號增益。實際預(yù)失真器是反饋路徑的完全復(fù)制(A 的副本)，輸入和輸出分別為 x(n) 和 z(n)。理想狀況下，(n) = Gx(n)，其中 z(n) = zˆ(n)，誤差項 e(n) = 0。根據(jù) y(n) 和 z(n)，該結(jié)構(gòu)可以讓我們直接找出模塊 A 的參數(shù)，進(jìn)而生成預(yù)失真器。算法在誤差能量 ║e(n)║2 最低時收斂。
使用 SystemVue W1716 DPD 功能表征真實的功率放大器硬件是一個簡單直接的、只需幾分鐘的過程。測量設(shè)置和步驟如圖 7 所示。注意，基于仿真的數(shù)字預(yù)失真提取方法也使用相同的流程。本應(yīng)用指南中暫不討論該方法。 數(shù)字預(yù)失真建模流程步驟： 1. 通過 W1716 DPD 向?qū)в嬎悴?shù)字預(yù)失真激勵波形(例如 LTE-Advanced、802.11ac 或定制波形)下載至 M9330A 任意波形發(fā)生器。基帶任意波形發(fā)生器輸出 I 和 Q 模擬電壓，來驅(qū)動 Agilent N5182A MXG 信號源的基帶輸入。之后，MXG 輸出一個調(diào)制的射頻波形作為功率放大器的激勵，激勵信號帶有之前設(shè)定的平坦度和校準(zhǔn)。注意，大型基站功率放大器可能需外部前置放大器來驅(qū)動至 1 dB 壓縮點。 2. 使用 M9392A 矢量信號分析儀捕獲原始輸入信號和功率放大器放大之后的信號，并通過 89600 VSA 軟件傳回 SystemVue。注意，功率放大器輸出信號進(jìn)入 M9392A 前可能需要衰減，以避免損環(huán)或造成分析儀過載，或降低其校準(zhǔn)性能。 3. W1716 DPD 工具可以根據(jù)時間對應(yīng)并比較捕獲的輸出波形與線性標(biāo)度的輸入波形，以獲得代表被測件特性的 EVM 歷史記錄。根據(jù)上述差異可以提取數(shù)字預(yù)失真模型，然后通過仿真進(jìn)行驗證。此時，您可以獲得一個在斷開測量儀器后仍可使用的“臟(dirty)功率放大器”模型。 4. 為了在硬件中進(jìn)行驗證，對原始激勵信號進(jìn)行預(yù)失真并再次下載到信號發(fā)生器上，以再次測試功率放大器。使用與步驟 2 相同的物理連接并捕獲線性化后的DPD+功率放大器響應(yīng)。 5. 分析并繪制捕獲響應(yīng)的圖形。
圖8顯示的是5步測量法數(shù)字預(yù)失真建模流程在商用功率放大器中的應(yīng)用。與圖5的示意圖一致，運行 SystemVue 的筆記本電腦(圖 8 上部)控制安捷倫 PXI 模塊化儀器(圖 8 下部)，M9330A 任意波形發(fā)生器與 M9392A 集成于同一個機箱。外部 N5182 MXG 射頻信號源(圖 8 中部)將 M9330A 任意波形發(fā)生器輸出的基帶信號上變頻為調(diào)制載波。 |
