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引言 現如今，交流伺服電機因為其優良的性能，已經在工業生產中占據了舉足輕重的地位，而伺服驅動器作為伺服電機的控制系統，其本身的優劣將直接影響到驅動電機的使用性能。 在伺服驅動控制系統中，為實現磁場定向控制，需要至少對兩相電機繞組的電流進行采樣，這兩路電流采樣將作為電流反饋信號使伺服驅動實現電流閉環，可以這樣說，電流信號采樣是伺服控制系統硬件的一個重要模塊，也是一大難點。 常規電流采樣電路設計 如今，大多數伺服驅動使用采樣電阻和線性光耦搭建的一路電流采樣電路，如圖1所示。 其中，rsense是功率型采樣電阻，mc34081為運算放大器，78l05為三端穩壓電源。hcpl-7840為線性光耦，其2，3引腳為信號輸入端，6，7引腳為信號輸出端，在輸入端輸出端供電電壓均為5v的情況下，當2，3引腳輸入的差值電壓變化時，6，7引腳的輸出信號將隨著輸入信號分別進行遞增和遞減的線性變化。 由圖1所示可知，當伺服電機正常工作時，將采集通過繞組的電流信號轉變為采集采樣電阻兩端電壓值，并將該電壓值通過線性光耦進行隔離放大，再經過運算放大器，a/d轉換送給dsp進行數據分析，進而實現電流環閉環控制。在實際實驗過程中，由于伺服電機等外界條件干擾，dsp所接收到的電流采樣信號會有相對較大程度的干擾，故必須在電路中增加相應的濾波措施。 新型電流采樣電路設計 采用采樣電阻和線性光耦搭建的采樣電路均為模擬電路，很容易受到外界的干擾，在電路調試過程中，濾除雜波尤為繁瑣。為使得電流采樣信號更精確，使電流環閉環效果更好，我們又設計了一種采用高壓線性電流傳感器ir2175來實現電流采樣的方案，并做對比實驗。 芯片概述 ir2175是ir公司專為交流或直流無刷電機的驅動應用而設計的高壓線性電流傳感器，它內置電流檢測和保護電路，可通過串聯在繞組回路的采樣電阻來進行電流采樣，并且該芯片能自動將輸入的模擬信號轉換成數字pwm信號并可以直接送于處理器進行數據處理［2］。 電路設計 如圖2電路圖可知，r2和r3為采樣電阻，q1～q6為igbt，d2～d4和d6～d7為快恢復二極管。ir2175芯片的vcc為供電引腳，接+15v。po是開漏的pwm輸出腳，在本次實驗過程中，將po端直接與dsp相連，故在接口電路部分需接一個上拉電阻上拉到3.3v。com為接地端，為過流信號輸出端，v+為采樣電壓正向輸入端，vb與vs為高端浮置電源電壓端，vbs為一個在vs的電壓峰值上面浮動的電源，所以在該電路中，我們使用d1二極管管和c1電容器組成一個自舉電源［3］。它的工作原理是：當vs通過低端igbt下拉到地時，自舉電容c1便通過自舉二極管d1用+15v的vcc電源進行充電，從而提供了電源vbs。當vs通過高端開關被拉到最高電壓時，vbs是浮動的，此時自舉二極管被反向偏置，從而阻斷了充電回路［2］。二極管選擇恢復時間小于100ns的快恢復二極管。vs管腳和半橋輸出之間的電阻r1應在10～20ω的范圍內。 
在本次實驗中，我們利用ccs軟件將dsp接收到的電流采樣信號在dq坐標中顯示成直觀的波形曲線進行對比分析。 在用新型電流采樣電路設計中，當伺服電機正常工作時，ir2175的輸入為正弦電壓信號，po端口輸出頻率為130khz、占空比隨電流大小變化的pwm信號（如圖3，4，5），其占空比范圍為9%～91%。當采樣電阻上的壓降為0時，輸出信號的占空比為50%（如圖3所示）；當輸入電壓的變化范圍為-260mv～+260mv時，對應于輸出電壓的變化范圍為9%～91%。當采樣電阻上的壓降大于260mv時，輸出信號的占空比保持最大值91%（如圖4所示）；輸入小于-260mv時，輸出占空比保持最小值9%（如圖5所示）。當采樣電阻上的壓降超過-260mv～+260mv時，ir2175的端輸出一個典型值為2μs的低電平有效的過流信號。 通過對圖3，4，5的觀察分析，可知，通過ir2175輸出的pwm波形穩定且干擾信號較少，傳送給dsp的采樣數據相對較為精確。
用新型電流采樣電路設計所得到的兩路采樣信號波形曲線如圖7所示，其波形十分平滑，可以不加任何處理直接用作電流環閉環。 以上兩種電流采樣電路均可以實現電流環閉環，但通過圖6和圖7的實驗波形圖可以發現，當使用采樣電阻與線性光耦組成的電流采樣電路時，易受到外界干擾，需要增加較多的濾波電路并進行大量的調試，且所得的波形不平滑。而使用ir2175組成的采樣電路時，可以大大簡化接口電路，又因為其輸出信號為數字信號，可較大程度上減小外界干擾對其造成的影響，較之前一種設計電路更方便，穩定，閉環效果更好。 結束語 通過本次實驗，可以發現使用電流傳感器芯片可以很方便的解決伺服驅動器的電流采集，并且采集到的信號較為精確，但是在pcb設計時仍要重視高壓與低壓信號的隔離，并應增加適當的保護電路及濾波電路。 電子工程網 |
