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混頻器是無線收發(fā)機中的核心模塊， 對整個系統(tǒng)的性能具有很大影響。線性度、轉換增益是衡量一個混頻器性能的重要指標。 在接收機中， 混頻器具有一定的轉換增益可以降低混頻器后面各級模塊設計的難度， 有利于提高系統(tǒng)噪聲性能和靈敏度。線性度決定了混頻器能處理的最大信號強度。隨著現(xiàn)代通訊系統(tǒng)對性能要求越來越高， 無論是應用于接收機系統(tǒng)的下變頻器(本文指的混頻器) ， 還是應用于發(fā)射機系統(tǒng)中的上變頻器都要求具有較高的線性度。因此設計具有高增益和高線性度的混頻器就成為業(yè)界一直研究的熱點。 在CMOS電路設計中， 電流復用和電流注入技術常被用于提高電路的線性度和轉換增益。然而，電流注入技術只能增大轉換增益， 卻不適用于低功率應用， 因為注入的電流必須足夠大才能使轉換增益和噪聲系數(shù)達到比較好的指標。本文采用了電流復用技術和本振信號偶次諧波的方法設計了一種高增益高線性度混頻器。 1 電路設計與分析 1. 1 電路結構 對大多數(shù)的接收機拓撲結構(如圖1) 來說， 由于本地振蕩信號通路與射頻信號通路之間通過寄生電容或者襯底等方式耦合， 可能造成本地振蕩信號的泄漏。其中一條通路是本振( LO)信號泄漏到中頻( IF)輸出端， 另一條通路是LO 信號不僅通過并聯(lián)電容耦合直接進入混頻器， 而且泄漏到LNA 的輸入端并被LNA 放大后進入混頻器的輸入端， 被放大的LO 泄漏信號和耦合的LO 信號一起注入到混頻器的輸入端并直接下變頻到IF， 這就會造成零中頻接收機系統(tǒng)的直流偏移干擾有用信號。同時， 直接泄漏到中頻端口的本振信號減小IF 信號的動態(tài)范圍。這種由耦合方式造成的效應可以通過偶次諧波混頻器來改善。 一般接收機的拓撲結構 圖1 一般接收機的拓撲結構 為此， 本文設計的混頻器采用了如圖2所示的拓撲結構。這個結構中采用了本振倍頻電路和電流復用電路分別提高了端口的隔離度以及電路的轉換增益和線性度。由于LO 信號是差分輸入， 在兩個差分管完全一致的情況下， 在節(jié)點A 處將形成一個對交流信號的虛地點， 即LO 信號在A 點短路， 從而提高了混頻器的隔離度。同時， LO管使用短溝道管時， 這種差分對管在節(jié)點A 處得到LO 倍頻信號， 后面將會詳細分析。因此， RF信號與LO 信號的二次諧波信號進行混頻且f IF = |fRF - 2fLO |。使用本振二次諧波的方法將不會產(chǎn)生LO 信號泄漏， 同時LO 信號的頻率將是使用基波混頻器的一半， 大大降低了本地振蕩器設計的難度。該結構中電感LE 的使用， 增大了進入混頻的LO 信號二次諧波的幅度， 有助增大線性度，也降低了噪聲系數(shù)， 同時該電感作為推挽通路的增強， 擴展了電流復用電路的動態(tài)范圍。該混頻器的中頻輸出端接源跟隨器做為輸出緩沖電路。 偶次諧波混頻器拓撲結構 圖2 偶次諧波混頻器拓撲結構。 1. 2 電流復用電路分析 射頻輸入端使用的電流復用結構如圖2 中MRFP1和MRFN 1以及MRFP2和MRFN2所示， 兩路結構完全對稱， 該結構的跨導為gm = gm p + gmn， 其中gmp為晶體管MRFP1和MRFP2跨導， gm n為晶體管MRFN 1和MRFN 2的跨導。因此， 采用電流復用結構增大了跨導級的跨導， 從而實現(xiàn)了混頻器的高增益性能。 根據(jù)溝道長度效應， 跨導管電流表達式為: 這里， n 是跨導參數(shù)， vin是輸入信號， !V = VG S - Vt是過驅動電壓， n 是溝道長度調(diào)制系數(shù)， Vt 是閾值電壓。根據(jù)( 1)式可得輸出電流: 從( 2)式也可看出， 組成電流復用結構的跨導是兩個晶體管的跨導的總和。 當輸入信號為正時，MRFN工作于飽和區(qū)， MRFP工作于截止區(qū)并等效成電阻RRFP， 此時， 整個電流復用結構等效成一個n溝道的共源放大器， 同理， 當輸入信號為負時， 該結構等效成一個p 溝道的共源放大器， 該電流復用結構組成了推挽電路并增大了電路的動態(tài)范圍， 提高了電路的線性度。 1. 3 倍頻電路 為了進一步分析本振信號倍頻原理， 將本文設計混頻器(圖2)中的帶電感倍頻電路單獨給出， 如圖3所示。根據(jù)式( 1) ， 晶體管MLON1和MLON2的漏電流ILON+ 和ILON- 可表示為: 這里， vLO是LO 正弦輸入信號， 且 aLO是該信號的幅度， △VLON = VLO - VTN是MLON 1和MLON 2的過驅動電壓。根據(jù)式( 3)， 流經(jīng)電流復用電路和倍頻電路的總電流ICR為ILON+ 、ILON- 的和， 即得: 其中： 該信號即為LO 的2次諧波信號。 從式( 4)可看出， 在節(jié)點VCOM 處產(chǎn)生了LO 倍頻信號i2LO， 同時基頻信號被抵消。假設電感的阻抗為ZLE = RLE + j2ωLOLE， 混頻點處的電壓Va 可表示為： 其中， LE 和RLE分別是電感的值和寄生負載， 根據(jù)式( 5)， 由于該電感的存在， 混頻處的電壓幅度Va 大于VCOM ， 這提高了進入混頻器的LO 二次諧波信號的功率， 也就是說提高了有用信號的功率， 所以有助于提高該拓撲結構的線性度， 同時也有利于減小噪聲系數(shù)。 倍頻電路 圖3 倍頻電路 1. 4 其他設計考慮 根據(jù)參考文獻 ， 我們在電路設計過程中做了以下考慮。從轉換增益考慮， △VLO必須較小， 而 βRFN和 βRFP必須較大。當 βRFN和βRFP大到一定程度時， MRFN 和MR FP 將進入弱反型區(qū)， 當MRFN和MRFP都處于弱反型區(qū)時， 轉換增益將會急速增加， 但是同時， 線性度將急劇惡化。幸運的是， 我們可以通過增加LO 的功率來同時提高轉換增益和線性度。 這與吉爾伯特混頻器有所不同， 對于吉爾伯特結構來說， 增加LO功率只能使轉換增益增加， 但是線性度會惡化。所以在設計過程中， 必須考慮使用適當?shù)腖O 功率和△VLO， 電流復用對晶體管的尺寸和偏置要折中。我們可以設置偏置， 使△VLO處于弱反型區(qū)來得到低功耗， 同時從電流復用對上補償線性度，并通過設置合適的LO功率得到適當?shù)霓D換增益。 2 電路仿真 本文混頻器電路設計基于SM IC0. 18 m 標準CMOS工藝庫， 運用ADS進行了仿真。混頻器工作在1. 8 V 電源電壓下， 射頻輸入頻率1. 575 GH z， 功率為- 30 dBm; 本振頻率789. 5 MH z， 功率為- 5 dBm。 圖4給出了轉換增益和三階交調(diào)截至點( IIP3)隨本振信號功率和射頻信號功率變化曲線。圖4( a)顯示了固定射頻信號為- 30 dBm， 本振信號功率為- 5 dBm時轉換增益達最大為20. 848 dB; 本振信號功率從- 8 dBm到- 5 dBm， IIP3緩慢增加到- 3 dBm， 然后開始下降。圖4 ( b) 顯示了固定本振信號功率為- 5 dBm， 轉換增益在射頻輸入信號大于- 20 dBm 時開始下降， IIP3在- 11 dBm 到- 2. 297 dBm 波動。仿真結果顯示， 該混頻器具有高增益、高線性度的優(yōu)點。 增益和IIP3隨本振功率和射頻功率變化的曲線 圖4 增益和IIP3隨本振功率和射頻功率變化的曲線 表1給出了本設計的仿真結果與近期發(fā)表的論文中混頻器電路結果的比較， 可以看到， 該混頻器電路在轉換增益和線性度上具有一定的優(yōu)勢。 表1 混頻器性能總結與比較 混頻器性能總結與比較 設計的混頻器版圖用C adence進行了繪制， 如圖5所示。面積為0. 751mm 0. 88mm。 混頻器版圖設計 圖5 混頻器版圖設計 3 總結 本文采用電流復用和偶次諧波技術設計了CMOS偶次諧波混頻器， 經(jīng)過對電路優(yōu)化設計， 仿真結果表明， 該拓撲結構具有高轉換增益、高線性度、低功耗的優(yōu)點， 在便攜式無線通信系統(tǒng)中具有較好的應用前景。 |
