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Linear公司LTC1992濾波器在軟件無線電的信號鏈中，取代四運算放大器。 SDR(軟件無線電)具有極大的適應性，允許隨意改變模式或波形。本設計方案將焦點放在適度帶寬SDR的“激勵源”部分(圖1)。RF載波或發射機IF加入積分調節器，根據設計細節，經調制的輸出為進一步頻率轉化或擴大而退出。DSP部分一半用于分析基帶信號——既然這樣，信號分為實部和虛部。這些信號源于語音經帶ADC麥克風的輸出，或計算機中的數據。不管信號來源，DSP完成一串數字的計算，實現濾波，也許增加了信號音調或打包數據，轉換數據串到最后I和Q的調制信號。對適度帶寬，立體聲Σ-ΔDAC或編碼器提供轉換到模擬信號，對信號實現一些額外濾波。積分調制器由一對混頻器組成，所以這些濾波器通常是必要的。這些混頻器將基帶頻率的任何噪聲直接轉化到調制器輸出。 輸出噪聲是個問題。FCC(美國聯邦通信委員會)規定一些設備上，如地面移動無線電，頻譜遮罩或鄰近信道功率比的需求。這些需求根據信道帶寬和發射頻率改變，控制允許發送的頻譜。它們的功能通常一致，但在發射機鄰近信道上限制與其他用戶沖突。滿足頻譜遮罩是調制的需求;不能保證無線電沒有滿足需求，且沒有這個證明，是不能合法銷售的。圖2顯示一個頻譜遮罩的例子，47 CFR 90.210 G，X軸顯示距信道中心的偏移量，Y軸顯示未調制的載波輸出。這個遮罩應用于800MHz SMRS(專用移動無線電服務)，其信道分別為25kHz，而信號僅占據20kHz。 未調制載波首先傳送到遮罩中心和頂部，與相應發射機的輸出功率相適應。然后，開始調制，傳播頻譜。所得頻譜必定降到所有位置的遮罩線位置以下。 圖2中閉合檢查顯示一些有趣的特征。在載波痕跡上，采樣頻率的毛刺出現在距中心±19.2 kHz。被調制頻譜也很有趣。Σ-ΔDAC中濾波器在大約±10kHz處引起幾乎垂直下降。約±12kHz出現隆起，隨頻譜增加逐漸下降，這是由高功率放大器的非線性引發的。 許多適度帶寬SDR需要在Σ-ΔDAC的單端輸出和典型平衡輸入積分調制器之間轉化。常常需要跟隨帶硬件濾波器的DAC輸出，其消除DAC的高頻噪聲，并確保滿足頻譜遮罩需要。更復雜的事情，DAC的最佳共模和差模輸出電壓很有可能與調制器需要不同。簡單的縮放比例因數與共模和差模電壓無關。 考慮所有常規方法，每個I或Q通道都需要帶多濾波器的四運算放大器。濾波器需要匹配精密器件，確保載波和單邊頻帶抑制——理想積分調制器的關鍵——作為基帶頻率不能降級。另一方面，Linear技術公司的LTC1992，用單一器件解決問題。在其數據手冊中，Linear顯示了完全平穩的方法(參考文獻1)。 然而，其關閉，完全平穩的方法不是必須的。圖3電路，在輸出信道和消除一些危險器件匹配需求之間，具有極好的相位和幅值平衡。管腳2設置需要的共模輸出電壓，DAC的參考電壓通過管腳8的輸入電阻連接。注意到任何輸入和參考電壓之間輸出的匹配不當，將引起不對稱擺動。這個應用旁路管腳7。濾波器為有源單極電路，級連反向Sallen-Key濾波器，但是其他拓撲也是可行的。 圖4顯示對地正通道的被測頻率響應。顯然6dB缺口是僅著眼于一半差分輸出電壓的結果;當檢查全平穩輸出時，網絡增益為0dB。圖5顯示理想等振幅和正負輸出之間180°相移的測量方差。在臨界300Hz到3kHz的范圍內均小于0.1dB和0.1°。即使在50kHz，誤差也小于0.5dB和1°。 |
