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多相DC-DC轉換器引出 當今的高性能ASIC和微處理器己廣泛應用工控、通信航天等各個領域。但由于它的功率消耗較高，有時高達150W甚至超過，對于1V至1.5V的電源電壓，這些器件所需的電流很容易超出100A。從而引起設備體積與重量大以及應用上一系列麻煩。為此，如何解決這些器件供電方案，是設計人員面臨的新問題。 而采用多相DC-DC轉換器供電不乏為是一種新型高效供電技術，為什么呢？這是因為可以應用可裁減電源控制器芯片，來設計出多相DC-DC轉換器，而控制器芯片上基于PLL(鎖相環電路)的時鐘發生器使多個器件(高性能ASIC和微處理器)能夠同步工作，其裁減架構又可允許幾個控制器并聯且同步工作。據此就對多相DC-DC轉換器設計方案(拓撲、輸入紋波電流、輸出紋波電壓、MOSFET、電感的選擇、散熱等設計)及設計實例作一介紹。 多相拓撲優勢 通常比較熟悉的單相降壓調節器(轉換器)其功率雖然并沒有嚴格的限制，但是當負載電流上升至20A至30A以上時，則單相buck調節器就顯得力不從心了，而多相轉換器將具備明顯的優勢。這些優勢包括：輸入紋波電流很低，輸入電容數量較少；由于輸出紋波頻率的等效倍增，使輸出紋波電壓也降低了；由于損耗分布在更多元件中，元件的溫度也有所降低；并且外部元件的高度也降低了。 而多相轉換器實質上是多路降壓調節器并聯工作，即它們的開關動作保持同步，它們之間的相位差為360／n度，其中n等于相數。雖然buck調節器的并聯使輸出調節變得稍微復雜了一點，但這個問題很容易利用電流模式的控制器得到解決，因為這種控制器除了能調節輸出電壓外還能調節每個電感中的電流。 輸入紋波電流 在選擇輸入電容時，面臨的關鍵問題是輸入紋波電流的處理。多相拓撲的采用使輸入紋波電流大幅度降低了，使每相的輸入電容只需處理更加低幅度的輸人電流脈沖。另外，相位偏離也增加了電流波形的等效占空比，因而產生更低的RMS(均方根)紋波電流。表1列出的紋波電流值說明了紋波電流的降低(從單相的31.6A到8相的11.2A)和輸入電容的節省情況(從單相的11只到8相的4只)。 高K電介質的陶瓷電容不但具有很高紋波電流處理的能力并可使PCB(印制電路扳)面積很小。如，1812型外形的陶瓷電容每個的額定紋波電流高達2A至3A。對于要求成本較低的設計，則電解電容是很好的選擇。 降低輸出紋波電壓 對ASIC和微處理器內核電源供電，通常要求電壓精度應 大幅度的負載電流階躍要求輸出電容具有極低的ESR(等效串聯電阻)以減小瞬態電壓，同時還要求輸出電容具有足夠大的容量，以便負載向下跳變時吸收存儲在主電感中的能量。有機聚合物電容比鉭電容有更低的ESR，而聚合物電容具有最低的ESR和很高的容量，陶瓷電容具有出色的高頻特性，但每個器件(ASIC和微處理器)的容量只是鉭或聚合物電容的二分之一到四分之一。 低側MOSFET應并聯使用 一個12V到1.2V的轉換器要求低側MOSFET在90%的時間內導通；在此情況下導通損耗遠高于開關損耗，由于這個原因，常常將二或三只MOSFET并聯使用。多個MOSFET并聯工作有效降低了漏源極導通電阻RDS(ON)，因而降低了導通損耗。當MOSFET被關閉時，電感電流繼續通過MOSFET的體二極管流通。在此條件下，MOSFET的漏極電壓基本上為零，大幅度降低了開關損耗。表1給出了幾種多相配置的損耗情況(從單相的6W到8相的1W)。注意低側MOSFET的總損耗隨著相數的增多而降低了(從單相的18W到8相的8W)，因而降低了MOSFET的溫升。 高側MOSFET選擇 占空比為10%時，高側MOSFET的開關損耗遠大于導通損耗。因為高側MOSFET只在很少的時間內導通，所以導通損耗不太明顯。這樣，降低開關損耗比降低導通電阻更為重要。在開關過程中(tON和tOFF)需要承受一定的電壓和傳輸電流，這個電壓與電流的乘積決定了MOSFET的峰值功率損耗；因此開關時間越短功率損耗越小。在選擇高側MOSFET時，應選擇具有較低柵極電荷和較低柵漏電容的器件，這兩項指標比低導通電阻更為重要。從表1可以看出，MOSFET的總損耗隨著相數的增多而降低(從單相的4.4W到8相的1.76W)。 電感的選擇 電感值決定了紋波電流的峰—峰值。紋波電流通常用最大直流輸出電流的百分比表示。對于大多數應用，可以選擇紋波電流為最大直流輸出的20%到40%。ASIC和微處理器的內核電壓較低時，電感電流的衰減速度不如上升速度快。當負載降低時，輸出電容會被充入過量電荷，造成過壓現象。如果選用數值較小的電感容轉移的電感儲能較少，引起的浪涌電壓較低。 散熱設計 在一個提供100LFM至200LFM的強制對流冷卻系統中，單相設計需要采用相當大的散熱器來獲得0.6℃／W的熱阻。而在四相設計中熱阻可以增大到2℃／w。這個熱阻無須散熱器和100LFM至200LFM的氣流就容易實現。 設計實例 用芯片MAX5038控制器配置成的一個四相DC—DC轉換器。MAX5038主控制器的遠端電壓檢測器引腳(VSP與VSN)用于檢測輸出電壓，其輸出信號(DIFF)同時作為主／從控制器EAN端的輸入以實現主／從控制器并聯工作。MAX5038主控制器輸出(CLKOUT)還為另一個MAX5038從控制器提供一個時鐘輸入(CLKIN)。將PHASE引腳浮空，使從控制器的內部時鐘與CLKIN信號產生90°相移。通過設置合適的增益，誤差放大器(V ERROR AM)P還可實現有源電壓定位功能。若采用精密電阻設置增益則可以確保精確的負載均衡的精度。誤差放大器的輸出(EAOUT)決定了各相的負載電流。每個電流環可通過CLPl和CLP2引腳進行補償，經過適當補償，可以在大多數輸入和負載情況下提供非常穩定的輸出。 VAP為電壓信號“+”，VAN為電壓信號“-”，PLL RAMP GEN為鎖相電路斜波時鐘發生器，DIFF為差分信號，ISENSE為電流檢測器，IERROR AMP為電流誤差放大器，VERROR AMP為電壓誤差放大器，COUT輸出電容 VOUT輸出電壓。 主控制器執行電壓遙測(檢測)功能和時鐘產生功能，從控制器擴展輸出電流并與主控制器同步工作。 結論 用芯片MAX5038控制器設計的多相同步DC—DC轉換器能夠有效地驅動工作在IV至1.5V、消耗電流100A甚至更高的ASIC或處理器。它們解決了供電系統上的很多基本問題，包括電容器紋波電流，MOSFET功耗，瞬態響應，以及輸出電壓紋波等等，應該說此方案是一種新型高效技術。 |
