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在雷達(dá)、導(dǎo)航等軍事領(lǐng)域中，由于信號(hào)帶寬寬(有時(shí)可能高于10MHz)，要求ADC的采樣率高于30MSPS，分辨率大于10位。目前高速高分辨率ADC器件在采樣率高于10MSPS時(shí)，量化位數(shù)可達(dá)14位，但實(shí)際分辨率受器件自身誤差和電路噪聲的影響很大。在數(shù)字通信、數(shù)字儀表、軟件無(wú)線(xiàn)電等領(lǐng)域中應(yīng)用的高速ADC電路，在輸入信號(hào)低于1MHz時(shí)，實(shí)際分辨率可達(dá)10位，但隨輸入信號(hào)頻率的增加下降很快，不能滿(mǎn)足軍事領(lǐng)域的使用要求。 針對(duì)這一問(wèn)題，本文主要研究在不采用過(guò)采樣、數(shù)字濾波和增益自動(dòng)控制等技術(shù)條件下，如何提高高速高分辨率ADC電路的實(shí)際分辨率，使其最大限度地接近ADC器件自身的實(shí)際分辨率，即最大限度地提高ADC電路的信噪比。為此，本文首先從理論上分析了影響ADC信噪比的因素；然后從電路設(shè)計(jì)和器件選擇兩方面出發(fā)，設(shè)計(jì)了高速高分辨率ADC電路。經(jīng)實(shí)測(cè)表明，當(dāng)輸入信號(hào)頻率為0．96MHz時(shí)，該電路的實(shí)際分辨率為11．36位；當(dāng)輸入信號(hào)頻率為14．71MHz日寸，該電路的實(shí)際分辨率為10．88位。 1 影響ADC信噪比因素的理論分析 ADC的實(shí)際分辨率是用有效位數(shù)ENOB標(biāo)稱(chēng)的。不考慮過(guò)采樣，當(dāng)滿(mǎn)量程單頻理想正弦波輸入時(shí)，實(shí)際分辨率可用下式表示： ENOB=[SINA0(dB)-1．76]／6．02 (1) 式中，SINAD表示ADC的信噪失真比，指ADC滿(mǎn)量程單頻理想正弦波輸入信號(hào)的有效值與ADC輸出信號(hào)的奈奎斯特帶寬內(nèi)的全部其它頻率分量(包括諧波分量，但不包括直流允量)的總有效值之比。 ADC的信噪比SNR，指ADC滿(mǎn)量程單頻理想正弦波輸入信號(hào)的有效值與ADC輸出信號(hào)的奈奎斯特帶寬內(nèi)的全部其它頻率分量(不包括直流分量和諧波分量)總有效值之比。 由此可知，當(dāng)ADC的總諧波失真THD一定時(shí)，有效位數(shù)ENOB取決于SNR；ADC的SNR越高，其有效位數(shù)ENOB就越高。下面就來(lái)分析影響ADC信噪比SNR的因素。 理想ADC的噪聲由其固有的量化誤差(也稱(chēng)為量化噪聲，如圖1所示)產(chǎn)生。但實(shí)際使用的ADC是非理想器件，它的實(shí)際轉(zhuǎn)換曲線(xiàn)與理想轉(zhuǎn)換曲線(xiàn)之間存在偏差，表現(xiàn)為多種誤差，如零點(diǎn)誤差、滿(mǎn)度誤差、增益誤差、積分非線(xiàn)性誤差I(lǐng)NL、微分非線(xiàn)性誤差DNL等。其中，零點(diǎn)誤差、滿(mǎn)度誤差、增益誤差是恒定誤差，只影響ADC的絕對(duì)精度，不影響ADC的SNR。INL指的是在校準(zhǔn)上述恒定誤差的基礎(chǔ)上，ADC實(shí)際轉(zhuǎn)換曲線(xiàn)與理想轉(zhuǎn)換曲線(xiàn)的最大偏差。而DNL指的是ADC實(shí)際量化間隔與理想量化間隔的最大偏差，改變ADC的量化誤差，能更直接地計(jì)算出ADC實(shí)際轉(zhuǎn)換曲線(xiàn)與理想轉(zhuǎn)換曲線(xiàn)的偏差對(duì)ADC的SNR的影響。 非理想ADC，除了上述誤差外，還有各種噪聲，如熱噪聲、孔徑抖動(dòng)。前者是由半導(dǎo)體器件內(nèi)部分子熱運(yùn)動(dòng)產(chǎn)生的，后者是由ADC孔徑延時(shí)的不確定性造成的。而ADC的外圍電路同樣會(huì)帶來(lái)噪聲，如ADC輸入級(jí)電路的熱噪聲、電源／地線(xiàn)上的雜波、空間電磁波干擾、外接時(shí)鐘的不穩(wěn)定性(導(dǎo)致ADC各采樣時(shí)鐘沿出現(xiàn)時(shí)刻不確定，帶來(lái)孔徑抖動(dòng))等，可以把它們都等效為ADC的上述兩種內(nèi)部噪聲。 上述誤差和噪聲的存在，導(dǎo)致ADC的SNR下降。下面先給出理想ADC的SNR計(jì)算公式，然后具體分析微分非線(xiàn)性誤差DNL、孔徑抖動(dòng)△tj和熱噪聲對(duì)ADC的SNR的影響。 1．1 理想ADC的SNR 理想ADC的量化誤差g(υ)與滿(mǎn)量程內(nèi)輸入信號(hào)的電壓V的關(guān)系如圖1所示。量化誤差為在[-q/2，q/2]內(nèi)均勻分布且峰-峰值等于q(q=1LSB，LSB表示理想ADC的最小量化間隔)的鋸齒波信號(hào)。 設(shè)N位ADC滿(mǎn)量程電壓為%26;#177;1V，輸入信號(hào)為s(t)=sinωt，則輸入信號(hào)電壓有效值Vs=1/√2=2N/2√2%26;#215;q，量化噪聲電壓有效值于是得ADC輸出信噪比為： SNR=6．02N+1．76(dB) （2） 1．2 微分非線(xiàn)性誤差DNL 非理想ADC的量化間隔是非等寬的，這將導(dǎo)致ADC器件不能完全正確地把模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化成相應(yīng)的二進(jìn)制碼，從而造成SNR的下降；且ADC每個(gè)量化的二進(jìn)制碼所對(duì)應(yīng)的量化間隔都不同，為便于分析，用ε(LSB)= εq表示實(shí)際量化間隔與理想量化間隔誤差的有效值，并近似認(rèn)為由于DNL的影響，在無(wú)失碼條件(DNL<1LSB)下，量化誤差均勻分布在[-上q+εq/2，q+εq/2]和[-q－εq/2，q－εq/2]內(nèi)。如圖1 中實(shí)線(xiàn)所示（虛線(xiàn)偽理想ADC量化誤差）。這樣，在考慮了DNL之后的ADC量化噪聲電壓Vq_DNL為： 1．3 孔徑抖動(dòng)△tj 孔徑時(shí)間又稱(chēng)孔徑延遲時(shí)間，是指對(duì)ADC發(fā)出采樣命令(采樣時(shí)鐘邊沿)時(shí)刻與實(shí)際開(kāi)始采樣時(shí)刻之間的時(shí)間間隔。相鄰兩次采樣的孔徑時(shí)間的偏差稱(chēng)為孔徑抖動(dòng)，記作△tj�？讖蕉秳�(dòng)造成了信號(hào)的非均勻采樣，引起了誤差，設(shè)ADC滿(mǎn)量程電壓為%26;#177;1V輸入信號(hào)為s(t)=sinωt，孔徑抖動(dòng)有效值為σ△tj，則由孔徑抖動(dòng)帶來(lái)的誤差電壓為： 1．4熱噪聲 這里將ADC電路中微分非線(xiàn)性誤差DNL、孔徑抖動(dòng)△tj外的其它噪聲都等效為ADC輸入端的熱噪聲電壓Vtn，設(shè)其有效值為σtn。 1．5非理想ADC的SNR 一般情況下，量化噪聲、微分非線(xiàn)性誤差DNL、孔徑抖動(dòng)△tj和熱噪聲彼此相互獨(dú)立，綜合芍慮這四個(gè)因素的影響，可得到ADC的SNR計(jì)算公式如下： 式中，N--ADC的量化位數(shù) ε--ADC的實(shí)際量化間隔與理想量化間隔誤差的有效值，單位LSB fin--ADC輸入信號(hào)頻率，單位Hz σ△tj--ADC的孑L徑抖動(dòng)有效值，單位s σtn--等效到ADC輸入端的熱噪聲的有效值單位LSB 對(duì)于高分辨率ADC器件，其固有量化誤差、微分非線(xiàn)性誤差DNL和器件熱噪聲均較小。當(dāng)fin較高時(shí)，ADC電路的SNR主要取決于孔徑抖動(dòng)，此時(shí)有 2 基于AD6644AST一65的高速高分辨率ADC電路設(shè)計(jì)實(shí)例 電路設(shè)計(jì)目標(biāo)：有效位數(shù)ENOB≥10．50bit、采樣率為40MSPS、輸入信號(hào)頻率小于15MHz，輸入信號(hào)幅度為-ldBFs。該指標(biāo)能滿(mǎn)足數(shù)字儀表、高速數(shù)據(jù)采集卡、軟件無(wú)線(xiàn)電和雷達(dá)、導(dǎo)航等領(lǐng)域中數(shù)字波束形成的要求。 2．1電路設(shè)計(jì)與器件選擇 本電路主要由模／數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC、輸入電路、輸出屯路、時(shí)鐘電路和電源電路組成，如圖2所示。 2．1．1時(shí)鐘電路 時(shí)鐘電路的設(shè)計(jì)主要包括AD6644AST-65采樣時(shí)鐘相位噪聲指標(biāo)的確定以及PECL差分時(shí)鐘的實(shí)現(xiàn)。 2．1．2 ADC輸入電路 ADC輸入電路多采用運(yùn)放直流耦合或變壓器交流耦合方式，為輸入信號(hào)提供增益、偏置和緩沖。 由于運(yùn)放為有源器件，除具有一定的諧波失真外，還存在主要集中在低頻段的1／f噪聲和較寬頻帶內(nèi)的白噪聲。這些噪聲和諧波失真都降低了運(yùn)放的信噪比SNR和有效位數(shù)ENOB。當(dāng)運(yùn)放的SNR不明顯優(yōu)于甚至低于ADC的SNR時(shí)，它帶來(lái)的噪聲是不容忽視的，對(duì)于高分辨率ADC電路，甚至是不能接受的。而作為無(wú)源器件的變壓器，一般認(rèn)為它的噪聲和諧波失真是微乎其微、可以忽略的。因此，本電路的輸入電路采用變壓器交流耦合方式，選用Mini-Circuits公司的變壓器T4-6T。 為進(jìn)行比較，同時(shí)也提供運(yùn)放直流耦合方式，采用ADI公司的低噪運(yùn)放AD8138。根據(jù)AD8138的關(guān)參數(shù)，計(jì)算得到的AD8138輸出的總諧波失真和熱噪聲之和大于1LSB。該指標(biāo)可能導(dǎo)致無(wú)法滿(mǎn)足電路熱噪聲不大于1．50LSB的設(shè)計(jì)要求，并帶來(lái)更大的諧波失真。因此可預(yù)知，采用AD8138時(shí)，ADC電路的有效位數(shù)ENOB會(huì)比采用變壓器時(shí)的有效位數(shù)ENOB有所下降，甚至達(dá)不到設(shè)計(jì)要求。 2．1．3 ADC輸出電路 ADC的模擬輸入和數(shù)據(jù)輸出之間存在少量的寄生電容，ADC數(shù)據(jù)輸出線(xiàn)上的噪聲會(huì)通過(guò)這些寄生電容耦合到模擬輸入端，導(dǎo)致ADC的SNR和有效位數(shù)ENOB下降。為解決這一問(wèn)題，可在ADC數(shù)據(jù)輸出端接一鎖存器。 為減小ADC電源的波動(dòng)，應(yīng)盡量降低ADC輸出端的負(fù)載電容和輸出電流。在ADC數(shù)據(jù)輸出端接一鎖存器可避免將其直接連在數(shù)據(jù)總線(xiàn)上，有效限制了其輸出端的負(fù)載電容；在ADC每一個(gè)數(shù)據(jù)輸出端都串聯(lián)一個(gè)電阻，可限制其輸出電流。 本電路采用74LC574作為AD6644AST-65的輸出數(shù)據(jù)鎖存器，同時(shí)每一個(gè)數(shù)據(jù)輸出端都串聯(lián)一個(gè)100Ω的電阻。 2．1．4 電源、地和去耦電路 AD6644AST-65的電源抑制比PSRR≈%26;#177;lmV／V，當(dāng)外接電源的紋波為峰-峰值100mV時(shí)，等效于在AD6644AST-65輸入端產(chǎn)生100μV(0．77LSB)大小的噪聲，這相對(duì)于設(shè)計(jì)指標(biāo)而言是不能接受的。為減小外接電源對(duì)電路的影響，本電路采用Linear公司的低壓差LDO線(xiàn)性穩(wěn)壓器LTl086-5和LTlll7-3．3(兩個(gè)芯片的PSRR均大于60dB) 對(duì)外接穩(wěn)壓電源進(jìn)行穩(wěn)壓，為AD6644AST-65等模擬電路提供5V電源和3．3V電源。 時(shí)鐘、ADC的輸出信號(hào)以及后級(jí)數(shù)字電路的數(shù)字信號(hào)的跳變都會(huì)引起電源電流的急劇變化，由于印刷電路板的電源線(xiàn)和地線(xiàn)上存在分布電阻、電容和電感，當(dāng)有變化的電流經(jīng)過(guò)時(shí)，其上的壓降也隨之變化；頻率較高時(shí)，就表現(xiàn)為電地間的高頻雜波。為降低這類(lèi)雜波干擾，本電路采取以下措施： 時(shí)鐘電路的5V電源，由VCC_5VA串聯(lián)一磁珠FB得到； AD6644AST-65后級(jí)數(shù)字電路的3．3V電源，由VCC_3．3VA串聯(lián)一磁珠FB得到； 模擬地和數(shù)字地分開(kāi)布線(xiàn)，并在一點(diǎn)用磁珠FB相連； ADC的所有電源管腳都就近對(duì)地接去耦電容。 磁珠對(duì)MHz級(jí)以上的信號(hào)有較好的吸收作用，能有效降低時(shí)鐘電源、數(shù)字電源對(duì)AD6644AST-65模擬電源的影響，以及數(shù)字地對(duì)模擬地的影響。 去耦對(duì)于高速高分辨率ADC電路尤為重要。為此，本電路采用0．01μF的NPO材料(屬低損耗、超穩(wěn)定的電容材料，電氣特性基本上不隨溫度、電壓、時(shí)間的變化而變化，自諧振頻率較高，適用于高頻場(chǎng)合)自0 1206封裝的貼片電容和0．1μF的X7R材料(屬穩(wěn)定性電容材料，電氣特性隨溫度、電壓、時(shí)間變化不明顯，適用于中、低頻場(chǎng)合)的0805封裝的貼片電容并聯(lián)，有效地濾除電地間較寬頻帶的雜波。 2．1．5 電路板的布局布線(xiàn) ADC界于模擬電路和數(shù)字電路之間，且通常被劃歸為模擬電路。為減小數(shù)字電路的干擾，應(yīng)將模擬電路和數(shù)字電路分開(kāi)布局；為減小信號(hào)線(xiàn)上的分布電阻、電容和電感，應(yīng)盡量縮短導(dǎo)線(xiàn)長(zhǎng)度和增大導(dǎo)線(xiàn)之間的距離；為減小電源線(xiàn)和地線(xiàn)的阻抗，應(yīng)盡量增大電源線(xiàn)和地線(xiàn)的寬度，或采用電源平面、地平面。本電路在設(shè)計(jì)印刷電路板時(shí)，都遵循了以上原則。 2．2 電路測(cè)試結(jié)果 采用信號(hào)發(fā)生器HP8640B產(chǎn)生0"15MHz的單頻正弦信號(hào)，經(jīng)相應(yīng)帶通濾波器濾波(各次諧波均小于-90dBc)后作為本電路的輸入信號(hào)，濾波后信號(hào)在AD6644AST-65輸入端幅度為-ldBFs。 AD6644AST-65輸出數(shù)字信號(hào)經(jīng)74LC574鎖存后，存儲(chǔ)于邏輯分析儀HPl6702A中。HPl6702A狀態(tài)分析時(shí)鐘取自AD6644AST-65的DRY管腳，該信號(hào)頻率和AD6644AST-65采樣時(shí)鐘頻率一致，為40MHz。 通過(guò)對(duì)邏輯分析儀HPl6702A每次存儲(chǔ)的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行16384點(diǎn)FFT分析，可得到奈奎斯特帶寬內(nèi)總功率PΣ、輸入信號(hào)功率只以及總諧波失真與噪聲功率之和Pn+THD=PΣ-Ps。經(jīng)計(jì)算得到電路的有效位數(shù)ENOB=[SINAD(dB)-1．76]／6．02=[Ps (dB)-Pn+THD (dB)-1．76]／6．02。 圖3(a)、(b)、(c)為在三種不同測(cè)試條件下，AD6644AST-65輸出數(shù)字信號(hào)的FFT分析頻譜圖和有效位數(shù)ENOB。 圖3(c)表明，當(dāng)fin=0．96MHz、AD6644AST-65輸入端采用運(yùn)放AD8138直流耦合時(shí)，電路熱噪聲和諧波失真明顯增加，電路的有效位數(shù)ENOB約為10．74bit，比圖3(a)的ENOB小0．6bit左右。由此可見(jiàn)，有源器件對(duì)高速高分辨率ADC電路性能的影響是很大的。 理論分析和實(shí)際電路的測(cè)試結(jié)果都說(shuō)明，高速高分辨率ADC電路設(shè)計(jì)應(yīng)選用低噪器件；當(dāng)輸入信號(hào)頻率較高時(shí)，應(yīng)選用低相位抖動(dòng)的時(shí)鐘源；在進(jìn)行電路扳布局布線(xiàn)時(shí)，應(yīng)注意電源噪聲的抑制和減小數(shù)字電路對(duì)模擬電路的影響。 |
