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隨著國防、航空航天科技的發展，廣泛用于通信、電子對抗等領域的軍用、航空電子產品對供電電源的要求越來越高，它們不僅要求電源技術指標高，還要求體積小、重量輕、效率高、可靠性高。 隨著電源輸出電壓的降低及輸出電流的增大，次級整流損耗成為電源的主要損耗。傳統的肖特基二極管整流損耗較大，效率低，熱設計也較困難，從而導致系統可靠性降低。采用低導通阻抗的MOSFET進行整流，可以大大降低這一損耗，是提高變換器效率的有效途徑。這種應用MOSFET進行整流的技術，稱為同步整流(SR)。 本文介紹了一種具有后級開關穩壓功能的同步整流電路，其既能降低損耗、提高電源效率，又實現高精度穩壓功能。 1 LT3710的特點 LT3710是一種高效的次級同步后置穩壓控制器，在多輸出隔離電源中用來產生精確調節的輔助輸出。它可以直接由變壓器的次級繞組生成一個精確穩壓的次級輸出，從而最大限度地減小主路輸出電感器和電容器尺寸。LT3710帶可編程電流保護功能，工作頻率高達500kHz。初級調節使它能很好地與無論電流模式還是電壓模式的主輸出控制回路一起工作。 LT3710基本功能模塊包括：一個用做反饋調節的電壓放大器、與初級開關脈沖同步的斜波發生器、帶初級調節的PWM比較器、限流放大器和高速MOSFET驅動器。 LT3710提供了一個簡單、高效和節省空間的后調節方案，特別是在低電壓、大電流的應用中。其電路結構優點如下。 ● 可進一步調整占空比，實現副路輸出電壓的良好調整。 ● 主、副電路采用同一次級繞組，變壓器的漏感和寄生阻抗影響大大降低。 ● 主、副電路采用一個同步整流器，節省了副路整流濾波電路，既簡化了電路，又降低了電源損耗。 2 電路工作原理 圖1所示為電源主電路原理圖，其有兩路輸出，5V為主路，3.3V為副路，主電路拓撲采用正激變換。T1為開關變壓器， 實現輸入輸出電氣隔離。V2為同步整流管，直接被副邊電壓驅動；V4為續流管，其驅動信號由副邊電壓反相緩沖生成，與V2驅動信號互補。副路開關管V3及續流管V5由LT3710驅動，使V3、V5交替導通。 圖1 主電路原理圖 當輸入電壓或負載變化引起輸出電壓變化時，主PWM電路取樣主路電壓，自動調整輸出驅動脈寬，改變V1占空比，實現主路電壓穩壓。而副路輸出則通過LT3710控制電路，取樣電壓，調整V3占空比，實現穩壓控制。為了消除電源的低頻差拍干擾，主副路驅動信號要保持同步。 電路中，V2起著十分重要的作用。一方面，作為輸出的同步整流器，它降低了整流電路的導通損耗；另一方面，與V3構成一個串聯開關穩壓電路。 圖2所示為電路工作的電壓和電流波形，整個工作過程分為3個階段。 圖2 電路工作波形 ● T0～T2期間。在主PWM控制下，V1關斷，由于變壓器T1磁通復位，VS在T0～T1階段為負，T1～T2階段為0，使V2關斷，V4導通，電感電流IL1通過V4續流。同時，在LT3710控制下，V3關斷，V5導通，電感電流IL2通過V5續流。 ● T2～T3期間。V1導通，副邊電壓Vs為正，使V2同步導通，IL1逐漸增大；同時LT3710驅動V3導通，為副路提供能量，IL2同步上升。在此過程中，續流管V4、V5關斷。 ● T3至下一個周期開始。V3關斷，V5導通，IL2通過V5續流，幅度下降，而V2仍維持導通狀態，IL1繼續上升。通過控制V3導通時間，可實現副路電壓的穩定。 3 關鍵電路參數設計、損耗分析及效率評估 根據以上電路，設計電源，相關參數要求如下：輸入電壓VI=176～253Vac，開關頻率f=200kHz，初級占空比D=0.3～0.45，輸出電壓電流U01=5V、I01=10A、U02=3.3V、I02=8A、紋波≤1%。 1） MOSFET的選取 在選擇MOSFET時，要選擇具有足夠電流處理能力的，且散熱性良好的器件。我們選用MTP1306，其漏極電流ID=59A(100℃)，導通電阻為6.5mΩ(25℃)，可滿足使用要求。 2） 損耗分析及效率估算 開關MOSFET的損耗包括開關損耗Ps和導通損耗Pr，具體計算方法如下。 ① 開關損耗的計算 同步整流器V2及續流管V4、V5作二極管使用，開關損耗較小，可用公式(1)進行估算： PS1=COSSV2GS(th)f=0.08W （1） 式中，COSS為MOSFET輸出電容，查手冊為1827pF；VDS(th)為MOSFET截止時漏源極間電壓，取18V。 串聯開關管V3的開關損耗受各種分布參數影響，計算較復雜，可用公式(2)近似計算： （2） 式中，Crss為MOSFET反向傳輸電容，查手冊為772pF；Igatb為柵極驅動器在MOSFET處于臨界導通時輸出的電流，取0.5A；VIN為MOSFET輸入的峰值電壓，取18V。 因此，同步整流輸出部分的開關損耗為：PS=3×PS1+PS2=1.12W。 ② 導通損耗的計算 MOSFET的導通損耗主要取決于導通電阻RON，而MOSFET的導通電阻與它的結溫有關，當MOSFET的最高管芯結溫（TJ）為125℃時其導通電阻最大，以MOSFET最大導通電阻作近似估算。 RON = RON1(1+k)Tj-25 = 6.5×(1+0.005)(125-25)≈10mΩ （3） 式中，k為導通電阻的溫度系數，取 0.005。 同步整流器V3的導通時間包括兩部分：T2～T3期間，IL1、IL2均通過同步整流器V3；T3～T4期間，V2關斷，只有IL1流過V3，故V3的導通損耗為： Pr1=(I01+△I1/2+I02+△I2/2)2×RON×D×3.3/5+(I01+△I1/2)2×RON×D×(1-3.3/5)=1.05W （4） 串聯開關管V2，導通時間為T2～T3，IL2流過V2，故V2的導通損耗為： Pr2 = (IO2+△I2/2)2×RON×D×3.3/5=0.18W （5） 續流管V4工作占空比為1-D，V5工作占空比為1-D×3.3/5，故V4的導通損耗為： Pr3=(I01+△I1/2)2×RON×(1-D)=0.79W （6） V5的導通損耗為： Pr4= (IO2+△I2/2)2×RON×(1-D×3.3/5)=0.60W （7） 同步整流輸出部分的導通損耗為: Pr=Pr1+Pr2+Pr3+Pr4=2.62W。 ③ 電源總效率的計算 為了便于計算，選擇在輸出滿載、初級占空比為0.35條件下分析整個電源總效率η。（8） 式中，PO為輸出功率，為76.4W；Pl為線路及其他器件損耗功率，主要取決于變壓器的工作模式及元件的選取，根據工程經驗，估算為4W；PSYN為同步整流輸出部分損耗，PSYN=Pr+Ps=3.74W。 故電源總效率為：（9） 4 實驗結果和波形分析 根據要求制作一臺樣機，用LeCroy公司生產的示波器測試，開關管V2、V3的Ugs波形如圖3所示。A為V3管Ugs波形（5V/div），B為V2管Ugs波形（5V/div），V2占空比為 0.35，V3占空比為0.25，實驗波形與理論分析基本吻合。5V和3.3V輸出噪聲波形如圖4所示，A為5V輸出噪聲波形（10mV/div），B為3.3V輸出噪聲波形（10mV/div），紋波系數小于1%，滿足設計要求。在滿載條件下，測量電源的效率為91.6%，與估算值相吻合。 圖3 V2、V3的Ugs波形 圖4 輸出噪聲 |
